Echter Differenzverstärker
IV:
EMG-Vorverstärker-Deluxe mit INA111
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Vorwort
Wie es das Titelbild bereits andeutet, ist mit diesem
Elektronik-Minikurs nicht einfach nur der Elektroniker, sondern ganz
speziell der Elektroniker, der im Grenzbereich Elektronik/Medizin
arbeitet, angesprochen. Also z.B. jemand der im Bereich der
elektronischen
Schaltungstechnik
mit
Elektromyographie (EMG) zu
tun hat.
Es ist auch in der Tat so, dass dieser EMG-bezogene Elektronik-Minikurs
sich primär mit der Beschaltung von Operationsverstärkern (Opamp) in
Funktion als Differenzverstärker befasst. Das gesamte EMG-Messsystem ist
aber deutlich vie mehr. Dafür gibt es ein ZIP-File - selbstverständlich
gratis - mit dem vollständigen Inhalt. Dieses kann man man bei mir via
E-Mail bestellen. Mehr Infos am Schluss mit dem Titel Wunsch zum
Nachbau im Kapitel 8-KANAL-EMG-MESSANLAGE.
Wenn so jemand vor der Aufgabe steht einen EMG-Vorverstärker zu
realisieren, dann ist dieser Elektronik-Minikurs der passende Einstieg,
unabhängig davon, ob man mit EMG-Biofeedback oder mit EMG-Messung zu tun
hat oder haben wird. Der primäre Unterschied besteht darin, dass für den
Bau einer Schaltung für intramuskuläre Messung mehr Elektronik-Wissen
benötigt wird, als für eine deutlich einfachere Schaltung für
EMG-Biofeedback mit Oberflächen-Elektroden auf der Haut. Dazu einen
kurzen Einblick in ein ehemaliges Praktikum, das dem Zweck diente, dass
die Studierenden die Elektronik kennenlernten um ein eigenes kleines,
mit Batterie betriebenem Gerät, zu bauen:
GESCHICHTE: Der Zweck dieses Elektronik-Minikurses besteht darin,
eine bis zu 8 Kanälen realisierbare EMG-Messanlage nach zu bauen. Wobei
mit dem notwendigen Wissen auch Änderungen oder Ergänzungen realisierbar
sind. Man muss noch folgendes beachten. Dieses Projekt entstand
ursprünglich an einem elektrotechnischen Institut an der ETH-Zürich.
EMG-Messungen wurden einerseits im benachbarten Uni-Spital (USZ) oder an
einem andern ETH-Institut, mit entsprechend medizinischen Personal,
durchgeführt.
An diesem ETH-Institut begann es früh in den 1970/80erer-Jahren mit
einem 2-kanaligen EMG-Biofeedback-Gerät mit optischen und akustischen
Feedback. Eine spannende Möglichkeit bestand darin, dass man mit einem
Oszilloskop eine Lissayou-Figur darstellen konnte. Ein schöner Kreis
zeigt, dass die EMG-Spannungen an beiden Mess-Elektroden gleiche Werte
haben. Dieses Gerät existiert leider schon sehr lange nicht mehr. Sonst
würde ich es als ein Minikurs aufarbeiten.
Wenn jemand gerne wissen möchte von welchem ETH-Institut dieses
EMG-Projekt und andere EMG-Projekte erarbeitet wurde, wende man sich
bitte per EMail direkt an mich im folgenden Link:
Unterstützung via E-Mail und Diverses
Siehe ganz unten.
Der EMG-Vorverstärker-Deluxe in
Bild3
zeigt eine elegante Lösung um intramuskuläre EMG-Messungen (iEMG)
mittels Nadel- oder beinah haarfeinen Drähtchenelektroden, im Muskel
implementiert, durchzuführen. Diese feinen Drähtchen bestehen aus
oxydationsfreiem mit Teflon isoliertem Stahl. Alleine die abgeschnittene
nichtisolierende Kante an dem einen Drahtende im Muskel hat den
elektrischen Kontakt zum Muskelgewebe
(Elektrolyt).
Der elektrische Kontaktwiderstand ist relativ hochohmig. Dies muss
berücksichtigt werden. Sehr wichtig dabei ist die stabile Neutralisation
der Kapazität zwischen der Signalleitung und der Abschirmung im Kabel
auf dem Weg von den Elektroden zum Vorverstärker-Eingang. Ohne eine
solche Massnahme wäre die Frequenzbandbreite viel zu klein und exakt
deshalb für intramuskuläre EMG-Messungen (iEMG) untauglich.
Der Zweck dieses Elektronik-Minikurses ist es u.a, die bereits
bestehenden drei Elektronik-Minikurse zum Thema
Instrumentationsverstärker
(echter Differenzverstärker
I
II
III)
zu ergänzen und erweitern. Bereits in diesen drei ist der
EMG-(Vor-)Verstärker teilweise thematisiert. U.a. deshalb gibt es hier
zuerst, im Stil einer Indexseite, eine Linkliste derjenigen
Elektronik-Minikurse, die irgendetwas mit Elektro-Myographie (EMG) und
mit der Elektronik zur EMG-Signalverstärkung zu tun haben. Diese drei
Elektronik-Minikurse enthalten hier eine kleine Einführung zu ihren
Inhalten im Kapitel "Wichtige Links gleich am Anfang!". Mehr zum
Thema jeweils in deren Links. Wer nicht genügend Wissen über den
Instrumentationsverstärker mitbringt, möchte ich dringend empfehlen,
zuerst die Inhalte dieser Links zu lesen und zu verstehen.
Dieser Elektronik-Minikurs beginnt zuerst mit einer einfachen und
preiswerten EMG-Verstärkerschaltung. Diese Schaltung ist ausführlich
beschrieben. Um Doppelspurigkeiten zu vermeiden gibt es in den Texten
häufig Links mit Zahlen in Klammern (n). Dies sind Links zu den
Elektronik-Minikursen, die sich bereits mit wichtigen Inhalten befassen.
Der Hauptteil befasst sich mit dem integrierten
Instrumentationsverstärker
INA111
im Einsatz als EMG-Vorverstärker. Diese Schaltung ermöglicht spezielle
EMG-Messungen, die der Rekonstruktion von Nerven-Aktionspotenzialen
(APs) dienen. Da man es bei EMG-Signalen mit so genannten Motoneuronen zu
tun hat, spricht man vom Motor-Unit-Action-Potential (MUAP). Dazu
benötigt man zusätzliche Schaltungen als Treiber für die Abschirmung der
Elektrodenkabel, weil intramuskulär gemessene EMG-Signale (iEMG), wie
angedeutet, recht hochohmig sind. Die Kapazität zwischen Signalleiter
und Abschirmung muss man neutralisieren, um einen unzulässigen Verlust
der Frequenzbandbreite zu vermeiden. Dieser Hauptteil beginnt mit der
vollständigen Schaltung in
Bild 3.
Mit vielen weiteren Bildern wird dieses Thema differenziert und
ausführlich erklärt.
Die Bezeichnung iEMG für intramuskuläre Messung
von EMG-Signalen, war eine "lokale" Wortschöpfung in einem kleinen Team
der Zusammenarbeit. Es ist, meines Wissens, keine offizielle
Bezeichnung.
Dieser Elektronik-Minikurs, ebenfalls im Stil von Workshops, ist sehr
umfangreich. Es gibt total 16 Bilder mit Schaltungen und Tabellen und
entsprechend dazu unumgänglich ziemlich viel Text. Das geht nicht
anders, wenn der Inhalt nicht oberflächlich sein soll. Wer sich für das
vorliegende Thema interessiert, für den lohnt es sich, die Zeit dafür zu
investieren.
Wichtige Links gleich am Anfang!
1. Elektro-Myographie (EMG),
eine kleine Einführung:
Was ist Elektro-Myographie? Es wird in einfacher und kurzer Form
erklärt, wie diese bioelektrischen Spannungen die Muskeln steuern und
wie man sie misst. Im anschliessenden Kapitel wird erklärt wie man
EMG-Spannungen misst, dessen eigentliche Signalquellen die MUAPs sind.
Man unterscheidet grundsätzlich zwischen der Messung mittels Elektroden,
welche an der Hautoberfläche fixiert werden und Elektroden, in Form von
Nadeln oder sehr feinen Drähten, welche intramuskulär fixiert werden.
Die erstgenannte Methode dient der Erfassung eines mittleren EMG-Pegels,
die zweitgenannte Methode zur möglichst genauen Wiedergabe von den
MUAPs.
Diese Messmethode ist elektronisch wesentlich aufwändiger. Mit einem
Bild wird erklärt, wie feine Drahtelektroden mit einer Injektionsnadel
in das Muskelgewebe eingeführt werden und wie man Oberflächenelektroden,
zur Messung an der Hautoberfläche, mit preiswerten Werkstoffen selbst
herstellen kann. Dies dient hauptsächlich für Experimente z.B. in einem
Praktikum. Da kann man auf teure Medizin-Elektroden verzichten.
Es wird blockschematisch dargestellt wie ein EMG-Biofeedbackgerät mit
einfachem akustischen Feedback arbeitet und es wird ebenso gezeigt,
woraus blockschematisch ein (i)EMG-Messgerät aufgebaut ist, das für
wissenschaftliche Arbeiten, z.B. an neurologischen Instituten,
eingesetzt wird.
2. Operationsverstärker I:
Themen: Virtueller GND; virtuelle Spannung; Differenzspannung
immer Null Volt; GND; Referenzspannung und Eingangswiderstände bei
invertierender und nichtinvertierender Verstärkung; Aussteuerung des
Opamp; DC-Offsetkompensation; Unity-Gain-Bandbreite und Slewrate;
parasitäre Induktivität; unerwünschter Piezoeffekt; und noch viel
mehr....
Siehe dazu auch:
Operationsverstärker II
und
Operationsverstärker III.
3. Echter Differenzverstärker I:
Wenn man noch nicht so recht weiss wie ein Operationsverstärker (Opamp)
arbeitet, sollte man das Kapitel "Unsicher im Sattel" und vor
allem die dort empfohlenen Links zum Thema Opamp lesen. Im Kapitel
"Wozu überhaupt Instrumentationsverstärker?" beginnt es sogleich
unter dem Aspekt des Einsatzes als EMG-Vorverstärker, wobei auch ein
EKG-Vorverstärker angesprochen ist. Es geht dabei um die wichtige
Gleichtaktunterdrückung mit dem typischen Beispiel eines störenden
elektrischen Wechselfeldes, mit der Frequenz von 50 Hz.
Beim Weiterlesen muss der Leser selbst beurteilen, ob er von den
Inhalten bereits genügend Kenntnisse hat. Erneut sehr wichtig in
Zusammenhang mit dem Thema EMG-Signalverstärkung wird es im Kapitel
"Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen", weil da
werden die elektrochemischen quasi stationären DC-Spannungen zwischen den
Elektroden und dem Elektrolyten des organischen Gewebes thematisiert und
was man gegen die unerwünschte DC-Spannung unternimmt.
4. Echter Differenzverstärker II:
Hier wird speziell die Referenzierung der Eingangsspannung und des
Instrumentationsverstärkers thematisiert. Mit der Referenzierung der
Eingangsspannung wird der Arbeitspunkt der gesamten Verstärkerschaltung
festgelegt. Bei einer symmetrischen Betriebsspannung von ±Ub ist dies in
der Regel GND. Mit der Referenzierung des Instrumentationsverstärkers
(REF-SENSE) wird die DC-Offsetspannung des Instrumentationsverstärkers,
wenn nötig, kompensiert. Diese Art der Kompensation ist bei einem
EMG-Vorverstärker nicht notwendig, weil das notwendige passive
Hochpassfilter (HP-Filter) mit niedriger Grenzfrequenz, dafür
sorgt, dass DC-Spannungen bloss mit Verstärkung 1 verstärkt werden
können. Dieses HP-Filter braucht es, damit die elektrochemischen
quasistationären DC-Spannungen zwischen den Elektroden und dem
Elektrolyten des organischen Gewebes nicht verstärkt werden und so nicht
stören können.
(Man merke sich die Abkürzung HP für Hochpass!)
5. Echter
Differenzverstärker III:
Dieser Elektronik-Minikurs zerlegt den Instrumentationsverstärker derart
in seine Bestandteile, damit man ihn durch Lesen und Nachvollziehen zu
verstehen lernt, und dies ohne komplizierte (höhere) Mathematik. Obwohl
man diese grundsätzlich auch benötigt. Es geht u.a. darum, dass man
versteht was unterschiedlich bei der Gegentakt- und
Gleichtaktverstärkung vor sich geht.
6. Polarisierter
Elektrolytkondensator für Wechselspannung...:
WICHTIGE INFORMATION! Diese speziellen
teilpolarisierten Elektrolytkondensatoren der Serie
128-SAL-RPM
gibt es seit Januar 2016 von der Firma
VISHAY
nicht mehr. Man muss diese durch nichtpolarisierte Elkos ersetzen. Im
Gegensatz zu früher ist dies relativ leicht möglich, da die mechanischen
Abmessungen bei gleicher Kapazität und Nennspannung gleich gross oder
nur leicht grösser sind. Man kann dies selbst prüfen mit den Angaben in
diesem
Datenblatt.
von MULTICOMP. Siehe Tabelle Case-Size-Table.
Dort wo dieser spezielle Elko von VISHAY zum Einsatz kam, ändert sich in
der Anwendung nur wenig. Es betrifft hier die Bilder
1
2
3.
Beobachte die Elkos mit dem Stern-Symbol*.
Hier ersetzt man diese speziellen Elkos durch nichtpolarisierte, z.B.
von MULTICOMP. Die schaltungstechnische Beschreibung zum VISHAY-Produkt
bleibt hier bestehen, weil nicht ausgeschlossen werden kann, dass solche
Typen von Elkos plötzlich von irgend einem andern Hersteller wieder
erscheinen. Solches erlebt man immer wieder besonders bei
Halbleiterbauteilen.
Dort wo man den 10-µF-Elko ersetzen muss, kann man den selben Wert von
MULTICOMP mit 16 VDC wählen. Der Durchmesser ändert sich nicht. Dort wo
man den 68-µF-Elko ersetzen muss, muss man sich für den MULTICOMP-Elko
mit 100 µF / 16 VDC entscheiden. Auch hier bleibt der Durchmesser zum
VISHAY-Produkt der selbe. Es gibt aber den Unterschied, dass der
MULTICOMP-Elko rund ist und der VISHAY-Elko eine etwas elyptische Form
hat. Die grössere Achse entspricht dem Durchmesser des MULTICOMP-Elko.
Ab hier geht es weiter mit den VISHAY-Produkten in Zusammenhang
mit den hier gezeigten Schaltungen. Das sind spezielle teilpolarisierte
Elektrolytkondensatoren für den Einsatz von einer AC-Spannung bis zu 80%
der DC-Nennspannung und für eine inverse DC-Spannung bis zu 30% der
DC-Nennspannung. Dieser Elko gehört zur Klasse der
Aluminium-Festkörperelektrolytkondensatoren (Alu-Elko). Sie sehen einem
Tantal-Tropfenelko ähnlich, seine elektrischen Eigenschaften sind aber
nicht vergleichbar. Dieser spezielle Alu-Elko eignete sich ganz
besonders für den Einsatz von Instrumentationsverstärkern, wenn diese
als AC-Verstärker (auch) mit niedrigen Frequenzen arbeiten. Sie eignen
sich aber ebenso hervorragend, wenn Opamp-Schaltungen mit einer
symmetrischen Betriebsspannung arbeiten, die Gegenkopplung jedoch
mittels passivem HP-Filter mit niedriger Grenzfrequenz DC-entkoppelt
werden muss. Mehr dazu erfährt man mit einer EMG-Verstärkerschaltung im
Kapitel "Zwei Anwendungsbeispiele".
7. Rauschdämpfung mit
Tiefpassfilter:
Es werden zwei Methoden der Schaltung vorgestellt. Das aufwändigere mit
gutem linearem Frequenzgang im Übertragungsbereich und ein stark
vereinfachtes Prinzip mittels Verstärker und Filter in einem. Das zweite
System eignet sich vor allem dann, wenn es nicht auf präzise
Pegelresultate ankommt und der relativ schlechte Frequenzgang ebenfalls
keine Rolle spielt. Dies ist z.B. beim einfachen EMG-Biofeedback der
Fall. Diese einfache Methode ist hier weiter unten in
Bild 1
mit den beiden Opamp IC:B1,B2 im Kapitel
"Der einfache und preiswerte EMG-Verstärker" thematisiert. In
diesem Link vergleiche man die beiden Bilder und 6 und 7 (Teil des
Verstärkers) und die Texte dazu.
8. Überspannungsschutz
von empfindlichen Verstärkereingängen:
Es gibt eine einfache und sehr preiswerte Methode mittels
Kleinsignaldioden (z.B. 1N914). Nachteilig ist allerdings der oft zu
hohe Leckstrom mit seinen unerwünschten Auswirkungen, wenn hohe
Widerstandswerte mit im Spiel sind. Abhilfe schafft man mit
Transistoren, die als Pico-Ampere-Dioden (pA-Dioden) arbeiten.
Transistoren sind preiswerter als echte pA-Dioden. Der gefährliche
Latchup-Effekt bei CMOS-Ein- und CMOS-Ausgängen ist in kurzen Zügen das
Schlussthema.
Hier in diesem Elektronik-Minikurs wird allerdings neu eine
SMD-Doppel-pA-Diode thematisiert, die preiswert ist und zum Einsatz
empfohlen ist, - die BAV199. Update vom Januar 2014. Im Schaltschema von
Bild 3,
sieht man weiterhin für T1 bis T4 BC547C im Einsatz. BC550C gibt es
nicht mehr. Deshalb in Klammer gesetzt. Für T5 und T6 ist der BC547 die
richtige Wahl oder einen andern NPN-Transistor mit äquivalenten Daten.
9. EMG-Testgenerator oder
Amplifier-Attenuator
Der EMG-Testgenerator ist eine einfache batteriebetriebene
Testschaltung, um zu prüfen, ob die iEMG-Messanlage funktioniert, bevor
man den Probanden oder Patienten zur Messung vorbereitet. Es ist eine
einfache Go/NoGo-Testschaltung. Der Amplifier-Attenuator ist u.a.
ein einstellbarer Abschwächer, mit dem es möglich ist sehr kleine
symmetrische und rauscharme Ausgangsspannungen bis in den µV-Bereich zu
erzeugen. Am Eingang wird ein externer Sinus- oder Funktionsgenerator
angeschlossen. Diese Schaltung dient der genauen Prüfung, wie z.B.
Linearität und Frequenzgang.
10. EMG-Elektroden-Impedanztester
Dieser Elektronik-Minikurs bietet mit einer Einzelschaltung eine Lösung,
dessen Funktion in teuren modernen EMG-Messsystemen integriert ist.
Misst man intramuskulär, ist es beim Einsatz von Elektroden, aus mit
Teflon isoliertem sehr dünnen Draht (korrosionsfreiem Edelstahl)
notwendig, die Kontaktierung zwischen der sehr kleinen abisolierten
Elektrodenfläche am Ende des Drahtes und dem Muskelgewebe, in der Nähe
der Nervenbahn, zu prüfen. Es geht darum, ob der Übergangswiderstand
etwa im vernünftigen Bereich liegt. Hohe Messpräzision interessiert
dabei nicht. Ob Kurzschluss oder Unterbruch, wird natürlich rasch
erkannt. Weitere Details liest in diesem zusätzlichen
EMG-Elektronik-Minikurs.....
Wichtige Datenblätter zum Verständnis dieses
Elektronik-Minikurses:
||
BAV199(F) ||
BC547(BC550) ||
1N914 ||
TLC274 ||
INA111 ||
LM385-2.5 ||
Lieferbarkeit:
Diese Bauteile sind zur Zeit (30.05.2020) bei
FARNELL
noch immer gut erhältlich!
Der einfache und preiswerte EMG-Verstärker
Wir beginnen zunächst mit einem einfachen und preiswerten
EMG-Verstärker. Verstärker und nicht Vorverstärker, weil die
Gesamtverstärkung sehr gross und mittels Potmeter einstellbar ist und in
der zweiten Verstärkerstufe ist gleich ein einfaches Tiefpassfilter
enthalten, das der
Rauschunterdrückung
dient. In der Einführung zur Elektromyographie
(1) empfiehlt sich das
Kapitel "EMG-Biofeedbackgerät (Blockschaltbild)". Dort wird
mit Bild 8 blockschematisch gezeigt, wie ein solches Feedbacksystem mit
akustischem Feedback arbeitet.
Wieder zurück hier. Die Schaltung in Teilbild 1.2 wird nur soweit
erklärt, als es nicht bereits passende Inhalte in den andern
Elektronik-Minikursen gibt, welche hier im Text mit Indexzahlen, in
()-Klammern anklickbar (linke Maustaste) sind. Der Link erfolgt jeweils
in einem zusätzlichen Fenster.
Teilbild 1.1 zeigt blockschematisch die beiden Teile Vorverstärker und
Verstärker mit variabler Verstärkung GAIN und Tiefpassfilterung, zum
Zweck der Reduktion der Rauschspannung. Am Eingang des
Instrumentationsverstärker weisen R3 und C1 auf das wichtige HP-Filter
hin, dessen Zweck in
(3) im Kapitel
"Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen"
mit Bild 7 beschrieben ist. Man lese dort unbedingt auch den Inhalt zu
Bild 8, das die Problematik von den quasistationären DC-Spannungen
beschreibt, welche den Kontaktübergang zwischen Gewebe-Elektrolyt (hier
Hautoberfläche) und der Metallelektrode verursacht. Dies ist der Grund,
weshalb das R3*C1-HP-Filter, hier in Bild 1, überhaupt nötig ist!
Ein anderer Elektronik-Minikurs
(6) befasst sich ganz
besonders mit dem Kondensator C1. Dieser Kondensator kann in der Regel
nur ein Elektrolytkondensator sein, weil R3, wegen der meist relativ
hohen Verstärkung, niederohmig sein muss und die Grenzfrequenz des
R3*C1-HP-Filter muss bei der vorliegenden Anwendung meist auch sehr
niederfrequent sein. R3 könnte man durchaus hochohmiger wählen und
proportinal dazu R4 und R5 (Teilbild 1.2) erhöhen. Damit erreichen R4
und R5 Werte im M-Ohm-Bereich und da muss man daran denken, dass dies
die Frequenzbandbreite leicht unerwünscht reduziert.
Schuld daran sind die parasitären Kapazitäten parallel zu R4 und R5,
erzeugt durch Leiterbahnen und Lötaugen und durch diese beiden
Widerstände selbst. Wenn R4 = R5 = 1 M-Ohm (R3 = 20 k-Ohm) und die
parasitären Kapazitäten betragen z.B. 20 pF, dann beträgt die
Frequenzbandbreite noch etwa 8 kHz. Für EMG-Messungen mittels
Oberflächen-Hautelektroden, reicht dies längst. Es gibt aber auch noch
die Angelegenheit mit dem Rauschen. Höherohmige Widerstände rauschen
mehr. Das würde sich bemerkbar machen wenn R3 20 k-Ohm statt nur 2 k-Ohm
hat. Dieser Hinweis zeigt, dass man auch einen gewissen Spielraum hat.
Kondensator-Problem: Kommen wir noch einmal kurz zurück zum
speziellen teilpolarisierten Elektrolytkondensator von der Firma VISHAY
Es gibt ihn schon lange nicht mehr. Aber, wie dort beschrieben, muss man
alternative Produkte einsetzen. Weiter oben in "WICHTIGE
INFORMATION!" ist es erklärt, dass man z.B. bei MULTICOMP passenden
Ersatz findet. In den Schemata hier ist das VISHAY-Produkt gezeichnet
und beschrieben. Vielleicht gibt es diese Produkte irgendwann erneut
wieder...
Die Eingänge für den Anschluss der Signalelektroden, -Ue und +Ue, sind
extrem hochohmig. Das ist erwünscht, weil der Quellwiderstand, der durch
den Kontaktübergang zwischen Gewebe-Elektrolyt (hier Hautoberfläche) und
der Metallelektrode verursacht wird, selbst hochohmig ist. Die für
solche Schaltungen verwendeten Opamp haben Eingangsstufen die meist aus
JFETs oder MOSFETS bestehen. Solche Eingänge sind extrem hochohmig. Sie
sollten deshalb vor elektrostatischen Überspannungen auch dann geschützt
werden, wenn ein solcher Schutz IC-intern vorhanden ist, gemäss
Datenblatt. Dafür dient das Netzwerk aus R1, D1, D2 (Eingang -Ue) und
R2, D3, D4 (Eingang +Ue). Wie diese Netzwerke bei Überspannungen
arbeiten, erklärt
(8).
Wir kommen zum Opamp IC:A3. Er ist der eigentliche Differenzverstärker.
Er addiert die mit IC:A1,A2 verstärkten Spannungen von den beiden
Eingängen +Ue und -Ue. Sind diese beiden verstärkten Spannungen gleich
gross und in gleicher Phase, resultiert am Ausgang von IC:A3 Pin 7 keine
Spannung, ausser die DC-Referenzspannung Ux. Diese Spannung, erzeugt mit
IC:A4, ist nötig, weil die ganze Schaltung mit nur einer
Betriebsspannung (Single-Supply) arbeitet. Bei einer Betriebsspannung
von 6 VDC, beträgt Ux 2.57 VDC. Der Grund, warum Ux nicht, wie man
annehmen könnte, exakt +Ub/2 = 3 VDC beträgt, kommt daher, dass die in
diesem Beispiel verwendeten LinCMOS-Opamp nicht symmetrisch
aussteuerbar sind. Zu dieser aktiven Referenzspannung, mittels eines als
Spannungsfolger geschalteten Opamp, liest man in
(2) im Kapitel
"Die Ub/2-Referenz und der synthetische GND".
Für das Studium des verwendeten LinCMOS-Opamp konsultiere man das
Datenblatt des TLC274 von Texas-Instruments. Wie der
Instrumentationsverstärker genau arbeitet, erfährt man ausführlich in
den drei Elektronik-Minikursen
(3),
(4) und
(5).
IC:B1 und IC:B2 arbeiten als den nachfolgenden Verstärker mit
einstellbarer Verstärkung mit P1, der dazu dient, die gesamte
Verstärkung der individuellen EMG-Spannung zwischen -Ue und +Ue am
Eingang anzupassen. Man stellt mit P1 die Empfindlichkeit der Schaltung
ein. Wie diese Schaltung, inklusive dem einfachen Tiefpassfilter aus R12
mit C4 und R15 mit C5, arbeitet, das der Reduktion der Rauschspannung
dient, liest man im Elektronik-Minikurs
(7) im Kapitel
"Filter gleich im Verstärker implementiert".
Ein EMG-Biofeedbackgerät: Wenn man die verstärkte
EMG-Ausgangsspannung an Ua, bezogen auf die Referenzspannung Ux
gleichrichtet, mit einem einfachen RC-Integrator glättet und diese
DC-Spannung mittels eines VCO (Voltage-Controlled-Oscillator) in eine
Frequenz wandelt, die man mit einer einfachen Audioendstufe hörbar
macht, steht ein einfaches akustisches EMG-Biofeedbackgerät zur
Verfügung.
Wichtig ist, dass man dafür sorgen muss, dass die
Verstärkerschaltung eine rippelfreie und stabile Betriebsspannung
erhält, sonst arbeitet sie, wegen der sehr hohen maximalen Verstärkung,
nicht stabil genug. Für einen solchen Ausbau, ist der Leser selbst zur
Tat aufgerufen. Aus meinem ehemaligen
P&S-Praktikum
stelle ich diese
Schaltung
für den Eigengebrauch zur Verfügung. Weitere Erklärungen dazu sind hier
nicht möglich, aber ich denke mit den vorhandenen Elektronik-Minikursen
und sonstigem erwerbbarem Eigenwissen, kann man diese Schaltung
verstehen lernen und umsetzen.
Der kommerzielle Nutzen dieser
Schaltung
ist nicht erlaubt! .
Feedback-Alternativen: Es sind Alternativen, wie optische
Feedbackmethoden möglich, z.B. die Wiedergabe mit einem Oszilloskopen
oder mit einer selbstgebauten LED-Zeilen-Anzeige oder man erstellt ein
Computerprogramm das viele Möglichkeiten für die optische Wiedergabe
bietet. Die Ansteuerung erfolgt via eines AD-Wandlers. Der Fantasie sind
da wohl kaum Grenzen gesetzt...
Referenzspannung nicht nötig: Bild 2 zeigt die selbe Schaltung
noch einmal, allerdings mit dem Unterschied, dass sie nicht mit einer
positiven Betriebsspannung +Ub (single-supply), sondern mit einer
symmetrischen Betriebsspannung ±Ub (dual-supply) gespeist wird. Dadurch
ändert sich einiges. Es braucht keine Schaltung um die Referenzspannung
Ux zu erzeugen. GND selbst übernimmt die Funktion der Referenz und
deshalb wird die Referenzelektrode, im Fachjargon auch Neutralelektrode
genannt, direkt mit GND verbunden. Mehr zum Thema Elektroden und wie man
sie auch billig selbst herstellen kann, liest man im Elektronik-Minikurs
(1) im Kapitel
"Elektroden" und teilweise auch etwas in den den folgenden
Kapiteln. Die Referenzelektrode am Schwanz des Affen in
Bild 7
ist natürlich nur ein lustiges Beispiel.
Bild 7 ist aus dem selben Elektronik-Minikurs
(1).
Es ist aber richtig, dass diese Elektrode einen grossflächigen Kontakt
mit der Haut haben sollte. Dieser Übergangswiderstand sollte so
niederohmig wie möglich sein, um ein hohes Mass an
Gleichtaktunterdrückung zu erzielen. Praktisch bedeutet dies, dass
weniger Störsignale wegen vorhandenen E-Feldern auftreten. Es gibt dafür
spezielle Elektrodenbänder mit Klettverschluss, die man befeuchtet. Es
gibt aber auch grossflächige spezielle Klebelektroden, die natürlich,
wie alles in der Medizin, stets sehr teuer sind. Man kann für eher
spielerische Versuche auch einen kleinen Metallstab
benutzen, der gut in die Hand genommen werden kann.
Wie bereits zu Bild 1 erwähnt, befasst sich ein weiterer wichtiger Link
(6) ganz besonders
mit dem Kondensator C1. Dies gilt hier in Bild 2 ebenso mit C6, der wie
C1 ein teilpolarisierter oder ein nichtpolarisierter Elko sein muss,
weil es für C6, bei der symmetrischen Spannungsversorgung keine
DC-Vorspannung gibt. Man könnte diese DC-Vorspannung dadurch erreichen,
dass man C6 nicht mit GND sondern mit -Ub verbindet.
Warum dies keine gute Idee ist, erklärt ebenso
(6) mit Bild 1 im
Kapitel "Zwei Anwendungsbeispiele".
Man kann sich allerdings fragen, wozu braucht es überhaupt C6? Könnte
man nicht auf C6 verzichten und R16 direkt mit GND verbinden? Das kann
man, wenn man dafür sorgt, dass die Opamp vor der Schaltung mit IC:B1
sehr niedrige eigene DC-Offsetspannungen haben. Liegen die aber im
"Normalbereich" preiswerter, hier LinCMOS-Opamp, würde wegen der
relativ hohen Summenverstärkung von den beiden Teilschaltungen mit IC:A4
und IC:B1, eine relativ hohe DC-Offsetspannung an Ua wirken und das
beeinträchtigt die maximale Aussteuerbarkeit der Signalspannung u.U.
beträchtlich.
EMG-Vorverstärker-Deluxe
Dieser EMG-Vorverstärker eignet sich für den professionellen Einsatz in
EMG-Messsystemen. Das Herzstück der Schaltung ist der integrierte
Instrumentationsverstärker INA111 (IC:A) von Burr-Brown mit
MOSFET-Eingangsstufen. MOSFETs sind auch genau das Richtige, wenn es
darum geht, was man im INA111-Datenblatt unter Applications liest,
nämlich MEDICAL INSTRUMENTATION. Die Firma MOUSER hat
dieses IC in grossen Mengen auf Lager (Mai-2021).
Wichtig: Da innerhalb dieses Kapitels weitere Bilder hinzukommen
und es sich dabei empfiehlt Bild 3 gleichzeitig präsent zu haben, sollte
man Bild 3 in ein separates Browserfenster stellen oder gleich
ausdrucken. Man klicke gleich hier auf
Bild 3.
Wir wollen nun erfahren, was die wesentlichen Unterschiede sind zwischen
der Schaltung in Bild 3 zu den Schaltungen in
Bild 1
und
Bild 2.
Zur Realisierung der Verstärkung gibt es nur einen einzigen Widerstand.
Es ist im INA111-Datenblatt
RG (Figure 1: Basis-Connections, Seite 7).
Bei einem Wert von 500 Ohm ergibt es eine Verstärkung von 100. Diese 500
Ohm sind in Bild 3 mit zwei Widerständen R11 und R12 aufgeteilt. Diese
Aufteilung macht Sinn, z.B. wenn man die Verstärkung möglichst exakt
dimensionieren will. Die Anpassung ist leichter. Es macht auch Sinn,
wenn man diesen Schaltungsteil möglichst symmetrisch realisiert, was das
Risiko der Einkopplung von Störsignalen zusätzlich reduziert. Diese
Überlegung spielt hier eine gewisse Rolle, weil parallel zu C3 noch zwei
grüne LEDs LD1 und LD2 antiparallel geschaltet sind. Es geht auch darum,
Leiterbahnen von hochsensiblen invertierenden Opamp-Eingängen so kurz
wie möglich zu halten. Das betrifft hier Pin 1 und Pin 8. Der Sinn
dieser beiden LEDs LD1 und LD2 wird weiter unten, in Zusammenhang mit
Bild 4, erklärt.
Wie man im Datenblatt erkennt, darf man den INA111 zwischen ±6 VDC bis
maximal ±18 VDC betreiben. Die Datenblattspezifikationen "TYPICAL
PERFORMANCE CURVES" gelten für typisch ±15 VDC. Abweichungen sind aber
unproblematisch. Ich setzte damals für ±Ub eine Spannung von ±15 VDC
ein. Diese ±15 VDC haben sich aus dem gesamten Umfeld ergeben und
stammen aus einem zusätzlichen Netzteil, das extra nur für eine Anzahl
von acht dieser EMG-Vorverstärkern zuständig war. Wenn +Ue oder/und -Ue
nicht über die Signalelektroden und dem menschlichen elektrischen
Körperwiderstand via Referenzelektrode mit GND verbunden sind, dann
stellt sich an diesen offenen Eingängen eine Spannung ein, welche durch
das augenblicklich vorhandene elektrische Feld (E-Feld) in der Umgebung
bestimmt wird. Dies ist so, weil die Eingangswiderstände des INA111
extrem hochohmig sind. Solche Spannungen an +Ue und -Ue werden aber
durch die Überspannungsschutzschaltung mit den Transistoren T1 bis T4
auf die Werte der Referenzspannung ±Uz (Teilbild 3.1) ± 0.7V
(Basis-Emitter-Diodenflussspannung) begrenzt. Dadurch sind die Eingänge
des INA111 geschützt.
Mehr als nur ein Überspannungsschutz: Der aufmerksame
Leser überlegt sich, wozu braucht es dafür speziell Uz mit einer
Spannung von ±2.5 VDC mit den zwei Bandgap-Referenzen Z (LM385-2.5)? Zum
Schutz der Eingänge des INA111 braucht es dies absolut nicht. Es ginge
ebenso, wenn die Kollektoren von T1 und T3 an +Ub und die
Basis/Emitter-Verbindung von T2 und T4 an -Ub angeschlossen sind.
Es gibt aber noch eine ganz andere Perspektive! Angenommen, es trifft
die Worstcase-Situation ein und eine der als Pico-Ampere-Dioden
(pA-Dioden) arbeitenden Transistoren T1 bis T4 geht kaputt und schliesst
dabei kurz, dann liegt zwischen der betroffenen Signal- und
GND-Elektrode eine Spannung von 15 VDC (±Ub = ±15 VDC).
Wenn z.B. T1 und T4 kaputt gehen, liegen zwischen den beiden
Signalelektroden sogar 30 VDC. Dies wohlverstanden mit einem totalen
Seriewiderstand von etwa 10 k-Ohm (R1+R2). Der maximale Strom beim
Kurzschliessen der beiden Signalelektroden beträgt 3 mA. Der Körperstrom
mit Oberflächen-Elektroden würde sich auf etwa 0.6 mA (50 k-Ohm)
reduzieren und bei intramuskulärer Messung auf sicher weniger als 0.3 mA
(>100 k-Ohm).
In der Regel beträgt der Kontaktwiderstand mit feinen
Drähtchen-Elektroden um die 300 k-Ohm, oft auch mehr. Der Körperstrom
beträgt dann noch etwa 0.1 mA. Allerdings ist diese Angabe sehr
unsicher, denn der Widerstandswert kann teilweise auch wesentlich
niederohmiger, manchmal auch hochohmiger sein. Die SEV-Vorschriften (DIN
EN 60601-1) erlauben nur einen maximalen DC-Dauerstrom - gemeint ist der
Patienten-DC-Hilfsstrom - von 50 µA. Das gilt auch hier!
Teilbild 3.1: Für die positive und negative Referenzspannung
dienen zwei Bandgap-Referenzen des Typs LM385-2.5, der mit einem
Strombereich zwischen 20 µA bis zu 20 mA arbeitet, wobei hier die untere
Grenze typisch bei 8 µA und maximal bei 20 µA liegt. Der INA111 arbeitet
in einem Bereich von ±Ub zwischen ± 6 VDC und ±18 VDC, im damaligen
Projekt waren es ±15 VDC.
Berechnung von Rv:
Rv = (Ub - Uz) / 20µA
(20 µA wegen Worstcase-Betriebsicherheit)
Rv = 180 k-OHM @ ± 6 VDC
Rv = 330 k-OHM @ ± 9 VDC
Rv = 470 k-OHM @ ±12 VDC
Rv = 560 k-OHM @ ±15 VDC
Rv = 680 k-OHM @ ±18 VDC
Bandgap-Referenz versus Zenerdiode: Nur die
Bandgap-Spannungsreferenz weist einen "scharfen" Spannung/Strom-Knick
im Übergangsbereich auf. Alleine dies garantiert, dass bei einer
Eingangsspannung mit relativ hohem DC-Anteil (DC-Spannung zwischen
Elektrode und Muskelgewebe) der Eingang sehr hochohmig bleibt, bis der
als pA-Diode verwendete Transistor (T1 bis T4) zwischen Basis und
Kollektor zu leiten beginnt. Dieser DC-Anteil darf daher mindestens
einen Wert von +2.5 VDC oder -2.5 VDC annehmen ohne den
Eingangswiderstand auch nur im Geringsten zu beeinflussen. Ist sie
höher, z.B. bei +2.8 VDC oder -2.8 VDC, dann beträgt die Flussspannung
der involvierten "pA-Diode" zwar erst 0.3 VDC anstatt etwa 0.6 VDC. Sie
leitet noch nicht eindeutig, jedoch trotzdem sehr schwach und dies
reduziert dann schon eindeutig den Eingangswiderstand. Wichtig ist die
Sicherheit, welche ±Uz liefert mit seinen ±2.5 VDC. Darauf kann man sich
verlassen. Die Idee von der Zenerdiode einfach gleich vergessen!
Anstelle von T1 bis T4 echte pA-Dioden: pA-Dioden sind allgemein
sehr teuer und diese Qualität benötigt man bei dieser Anwendung nicht.
Darum die Wahl von gewissen Kleinsignal-Transistoren, wie der BC547C,
alias BC550. Es gibt jedoch eine mir bekannte Ausnahme einer echten
pA-Diode. Ist man bereit SMD-Bauteile zu verarbeiten, dann eignet sich
die Doppeldiode BAV199 (BAV199-F) von Infineon, erhältlich bei MOUSER,
FARNELL und DISTRELEC.
Warum genügt nicht Rv alleine?: Betrachten wir dazu als Beispiel
T1 und +Uz (+2.5V). Gelangt ein Hochspannungsimpuls an den Eingang -Ue,
fliesst der Entladestrom von -Ue via R1 und T1 nach +Uz. Z (LM385-2.5)
ist mit einem differenziellen Widerstand von nur 0.6 Ohm sehr
niederohmig. Auf diese Weise wird die Überspannung in Richtung INA111
auf etwa 3.2 VDC (Uz + 0.7V) begrenzt. R3 (R4) als zusätzlichen Schutz
könnte man grundsätzlich weglassen, weil die Uz-Spannung sehr viel
niedriger ist als die ±Ub-Spannung, und so bleibt auch bei einer
Überspannung, die INA111-Eingangsspannung innerhalb des
Common-Mode-Bereiches. Genau dies ist der eine Grund weshalb Z
(LM385-2.5) notwendig ist.
Ein anderer Grund ist die Absorption allfälliger Hochspannungsimpulse
durch elektrostatische Entladung. Der Keramik-Kondensator, abk.= Ck,
vermag zwar einiges. Die elektrische Kapazität eines Menschen beträgt
etwa 100 pF. Lädt sich der Mensch durch Reibung im Extremfall auf 5000
VDC auf und eine Entladung erfolgt per Funke auf eine Elektrode auf Uz
(ohne Z), dann steigt auf Ck die Spannung um 5 VDC, weil diese Kapazität
von 100 nF tausend mal höher ist, als die des Menschen mit etwa 100 pF.
Bei mehreren solchen Entladungen gleich hintereinander kann diese
Spannung zu hoch werden. Z begrenzt sie zuverlässig auf 2.5 VDC, wegen
seinem sehr niedrigen Innenwiderstand.
Hochspannungs-Entladungstest: Ein Hochspannungs-Kondensator wurde
mit 470 pF (fast fünf mal mehr als die elektrische Kapazität eines
Menschen) auf 5 kVDC geladen. Es folgte mittels Funkenstrecke die
Entladung über die Basis-Kollektor-Strecke (Plus an Basis) eines BC550C
mit einem Vorwiderstand von 4.7 k-Ohm (Wert von R1 oder R2). Während 30
Sekunden erfolgten 120 Entladungen. Es zeigten sich keine Schäden am
Transistor und am Widerstand. Erst bei einer Reduktion auf 470 Ohm,
zeigten sich Schäden am Kohlenschicht-Widerstand durch Ansteigen des
Widerstandswertes. Eine weitere schrittweise Reduktion des Widerstandes
ergab erst bei weniger als 50 Ohm ein Totalschaden am Transistor durch
dauerhaften Kurzschluss der Basis-Emitter-Strecke. Dieses Experiment ist
ein Extremereignis, das so in Wirklichkeit kaum je eintreffen wird.
Welchen Einfluss hat der zu Z (LM385-2.5) geschaltete Kondensator Ck mit
einer Kapazität von 100 nF? Wenn der Störfall geschieht, während die
Elektroden mit dem Muskelgewebe in Kontakt sind, fliesst der soeben
genannte Strom von 25 bis 30 µA durch das Muskelgewebe. Am Verhalten
ändert Ck nichts, ausser der Störfall tritt ein, bevor die Elektroden
kontaktiert werden. Dann entladet sich Ck mit seiner Spannung von 2.5
VDC über den Innenwiderstand des Muskelgewebes. Bei 100 k-Ohm beträgt
die Zeitkonstante gerade mal 10 ms. Das ist ungefährlich und dazu kommt,
dass man vor einer einer Messung mit all seinen Vorbereitungen erstmal
testet, ob die EMG-Messeinheit auch richtig funktioniert. Dazu bietet
sich folgende sehr einfache Go/NoGo-Testschaltung als
EMG-Testgenerator an.
Supressor- und Cera-Dioden: Ist es möglich auf ±Uz mit der
Zusatzschaltung zu verzichten, wenn man diese ESD-Schutzelemente
verwendet? Diese schaltet man direkt zwischen Signalleiter und GND. Das
funktioniert beim Einsatz von derart hochohmigen Quellen nicht, weil die
die Kapazität viel zu hoch ist. Diese zerstört die Wirkung der
Neutralisierung der Kapazität zwischen dem Signalleiter und dessen aktiv
getriebenen Abschirmung. Dazu kommt, dass diese ESD-Schutzelemente viel
zu hohe Sperrströme haben.
Bild 3a fasst die Problematik zusammen, damit man die Übersicht hat, was
taugt und was nicht. Die Teilbilder zeigen nur die eine Hälfte eines
quasi diskret aufgebauten Instrumentationsverstärkers mit Opamp,
entsprechend
Bild 2. Die
selben Worte gelten aber genau so für einen integrierten
Instrumentationsverstärker, wie z.B. der INA111 in der Schaltung in Bild
3. Mit den Dioden D1 und D2 sind pA-Dioden gemeint, entweder richtige
wie BAV199 oder mit BC547- oder BC550-Transistoren realisiert. ZD1 und
ZD2 sind Zener- oder Avalanche-Dioden (Teilbild 3a.3).
Teilbild 3a.1: Diese Schaltung enthält zwei antiparallel
geschaltete Dioden zwischen den beiden Eingängen eines der beiden
eingangsseitigen Opamp eines quasi-diskret aufgebauten
Instrumentationsverstärkers mit drei Opamp, wie dies die Bilder
1
und
2
zeigen. Damit wird zuverlässig eine zu hohe Differenzspannung vermieden.
Allerdings schützt es eine überhöhte Gleichtakt-Eingangsspannung
überhaupt nicht. Diese Schaltung ist ungeschützt und daher unbrauchbar!
Teilbild 3a.2: Die Dioden sind ebenfalls antiparallel geschaltet,
jedoch zwischen Signalpfad und GND. Dies funktioniert bei niedrigen
AC-Spannungen bei Werten bis etwa zu 200 mVpp unproblematisch, bei einem
nicht zu hohen Quellwiderstand an Ue. Kommt noch eine DC-Überlagerung
hinzu, wie bei EMG-Messungen, erzeugt dies eine Amplitudenverzerrung.
Diese Schaltung ist geschützt und trotzdem unbrauchbar!
Teilbild 3a.3: ZD1 und ZD2 sind antiseriell geschaltete Zener-
oder Avalanchedioden. Damit erhöht man die Begrenzerspannung gegenüber
Teilbild 3a.2, jedoch ist diese Schaltung für hochohmige Messungen,
wegen zu hohem Strom im Sperrbereich unterhalb der Zener- oder
Avalanche-Spannung, nicht geeignet. Diese Schaltung ist geschützt und
trotzdem ebenso unbrauchbar!
Teilbild 3a.4: Diese Schaltung ist okay, jedoch nur für
EMG-Messungen mit Haut-Oberflächenelektroden. D1 und D2 dürfen auch
1N914 bzw. 1N4148 sein. Vor allem geeignet für den Eigenbedarf, weil
nicht so ganz SEV-Konform. Kommt jedoch nur eine niedrige
Betriebsspannung von maximal etwa ±5 VDC (dual-supply) oder +10 VDC
(single-supply) zum Einsatz, kann man die Schaltung als ungefährlich
einstufen, wenn denn D1 kaputt geht und kurzschliesst, was aber eher
unwahrscheinlich ist. Man berühre mal die Kontakte einer
9V-Blockbatterie (fast 10 VDC) mit feuchtem Finger. Man spürt nichts.
Dieses Mini-Experiment eignet sich nur für Oberflächen-EMG-Messungen.
Also nicht intramuskulär.
Teilbilder 3a.4 und 3a.5: Ob R4 zwischen dem Diodennetzwerk und
dem nichtinvertierenden Eingang notwendig ist, ergibt sich aus der
Innenbeschaltung des Opamp. LinCMOS-Opamp (Bild 2: TLC274) haben
zwischen dem Eingang und dem MOSFET einen Vorwiderstand. Siehe im
Datenblatt des TLC274 auf Seite 3 das Schema mit R1 und R2. Was man
nicht sieht, sind die parasitären Thyristoren, welche einen
Latchupeffekt dann auslösen, wenn (ohne R1 und R2) bei Überspannung ein
zu hoher Gatestrom zustande käme. Im TLC274-Datenblatt liest man
"Designed-In Latch-Up Immunity" und "ESD-Protection
Circuitry". Der Überspannungsschutz gilt bis 2000 V. Um es noch
sicherer zu machen, empfiehlt sich ein vorgeschaltetes Dioden-Netzwerk.
Ein Latchup wird bis zu einem Impulsstrom von 100 mA vermieden. Bei
einer direkten statischen Entladung reicht dies nicht immer.
Mit einem vorgeschalteten Diodennetzwerk, kann dies nicht passieren. Die
Gefahr eines Latchup-Effektes besteht immer nur dann, wenn die
Eingangsspannung die Betriebsspannung über- oder unterschreitet. Wird
die Eingangsspannung mit ±Uz auf eine Spannung begrenzt die niedriger
ist als ±Ub, kann man auf R4 verzichten. Darum ist in Teilbild 3a.4 und
Teilbild 3a.5 R4 nicht zwingend nötig. Man kann den nichtinvertierenden
Eingang direkt mit dem Diodennetzwerk verbinden. Wenn ein INA111 zum
Einsatz kommt, muss man wissen, dass dieser integrierte
Instrumentationsverstärker keinen eingebauten ESD-Schutz hat, weil nur
so kann man einen extrem hohen Eingangswiderstand sicherstellen. Man
muss also unbedingt selbst Massnahmen mit Hilfe von pA-Dioden ergreifen.
es gibt einen kleinen Hinweis dazu im Datenblatt des INA111 auf Seite 9,
Figure 5 mit dem Titel "INPUT PROTECTION".
Es gelang mir jedenfalls experimentell einen Latchup zu erzeugen, mit
entsprechenden Massnahmen, damit das IC nicht zerstört wird. Für solche
Experimente eignet sich eine ganz spezielle Netzteil-Schaltung mit
einstellbarer Strombegrenzung für einen niedrigen Bereich des
Betriebsstromes. Diese Schaltung existiert als Elektronik-Minikurs:
Es geht jetzt in Bild 4 weiter mit Details zum Thema der INA111-Eingangsstufe. Hier kommen wir auch zum Sinn und Zweck der beiden LEDs LD1 und LD2 zum Thema.
Spezieller Alu-Elko: Das Thema zum speziellen Elko ist weiter
oben im 6. Kapitel unter "Wichtige Links gleich am Anfang!"
bereits erläutert. Es geht dort u.a. um die Angelegenheit des absoleten
Zustandes des VISHAY-Produktes und der erhältlichen Alternative eines
passenden Kondensators von MULTICOMP.
Teilbild 4.1 zeigt einen kleinen Ausschnitt aus Bild 3 mit dem INA111.
Die beiden Teilbilder 4.2a und 4.2b zeigen reduziert die inneren Details
der Eingangsstufe des INA111 mit den beiden Opamp am Eingang. Die
beiden 25k-Ohm-Widerstände in der Gegenkopplung sind IC-intern. R11,
R12, C3, LD1, LD2 und Ck sind extern mit INA111 verlötet. Wir betrachten
an diesen drei Schaltungen, was an C3 passieren kann, wenn die Eingänge
von +Ue und -Ue (Bild 3) nicht oder nicht richtig angeschlossen sind. Es
geht also um die Elektroden.
Teilbild 4.2a: Die beiden extrem hochohmigen nichtinvertierenden
Eingänge der beiden IC-internen Opamp A1 und A2 sind offen und das
umgebende E-Feld bewirkt zufällig, dass der nichtinvertierende Eingang
von A1 eine negative DC-Spannung erhält. Solange diese Spannung im
Gleichtaktbereich liegt, liegt am invertierenden Eingang von A1 die
virtuelle Spannung mit dem selben Wert und der selben Polarität.
Bewirkt ein negatives E-Feld am nichtinvertierenden Eingang von A1 eine
Spannung die den Gleichtaktbereich überschreitet, stellt sich am
invertierenden Eingang von A1 eine Spannung ein, die knapp den Wert von
-Ub hat, dies allerdings mit einem Quellwiderstand, der dem
Gegenkopplungswiderstand von 25 k-Ohm plus R11 entspricht.
Wir nehmen weiter an, dass mit A2 exakt das selbe passiert, jedoch durch
den Einfluss eines positiven E-Feldes. Die Spannung am invertierenden
Eingang von A2 hat beinahe den Wert von +Ub, und dies ebenfalls mit
einem Quellwiderstand von 25 k-Ohm plus R12. In diesem Fall haben wir an
C3 eine inverse Spannung von etwa ±Ub, bzw. 2*Ub. Daran hat C3 keine
Freude....
Diese unnötig hohe Inversspannung kann man leicht mit einer LED LD1
vermeiden, die man zum Elko C3 parallel schaltet. Nimmt man eine grüne
LED, dann liegt die LED-Spannung bei etwa 2 VDC. Die Inversspannung über
C3 beträgt also etwa 2 VDC. Geht das? Ja und zwar dauerhaft, wenn man
einen Elko verwendet, wie er in
(6) vorgestellt wird,
vorausgesetzt, dass seine Nennspannung mindestens 6 VDC beträgt. Die
Inversspannung darf 30% von der Nennspannung betragen. Natürlich kann
man auch echte nicht polarisierte Elkos verwenden, die ebenfalls in
(6) erklärt sind.
Teilbild 4.2b: Die Situation des Einflusses durch ein E-Feld ist
umgekehrt, wodurch C3 eine richtig gepolte Spannung erhält. Allerdings
kann diese Spannung mit beinahe 2*Ub sehr gross sein. Das bedeutet eine
entsprechend hohe Nennspannung des Elko und wenn auch noch eine hohe
Kapazität zum Einsatz kommen soll, sind die mechanischen Abmessungen
auch entsprechend gross. Dies vermeidet man ganz einfach mit einer
zweiten grünen LED LD2, antiparallel geschaltet zur LED LD1. Damit
reduziert sich die Nennspannung von C3 ebenfalls auf 2VDC. Das hält die
mechanischen Abmessungen des Elko klein.
Wir stellen uns jetzt die Frage, funktioniert denn dieser Trick mit den
antiparallel geschalteten LEDs überhaupt? Und wenn ja, könnte man nicht
ebenso gut "gewöhnliche" Kleinsignaldioden verwenden?
Eins nach dem anderen. Wenn die Anschlüsse der Signalelektroden +Ue und
-Ue und die Referenzelektrode richtig angeschlossen sind, ist das kein
Problem. Antwort gibt uns Elektronik-Minikurs
(3) im Kapitel
"Instrumentationsverstärker nur für Wechselspannungen".
Wichtig dazu sind
Bild 8
und die beiden nachfolgenden Abschnitte.
Die DC-Spannungen, welche zwischen den Elektroden und dem Elektrolyten
(Haut- oder Muskelgewebe) entstehen, werden zum grossen Teil
kompensiert, weil die Metalle der Elektroden stets die selben sein
müssen. Die Eingangs-DC-Spannung liegt zwischen +Ue und -Ue in der Regel
noch bei wenigen 10 mVDC. Diese DC-Offsetspannung liegt auch an C3. Die
Polarität dieser Spannung ist dabei zufällig davon, welche der beiden
Signalelektroden die etwas höhere DC-Spannung bezogen auf die
GND-Elektrode erzeugt. Will man also sicher sein, dass diese
DC-Spannung, wie es sein sollte, an A1 und A2 (Bild 4) nur mit dem
Faktor 1 verstärkt wird, muss man dafür sorgen, dass durch die LEDs kein
Strom fliessen kann. Dem ist garantiert auch so, weil die LED-Spannung
mindestens 20 mal höher ist als die restliche biochemisch erzeugte
DC-Offsetspannung, falls diese im allerschlimmsten Fall 100 mVDC
betragen würde. Bei stark unterschiedlich "verwitterten" Elektroden,
könnte der Spannungsunterschied allerdings auch grösser sein. Selbst
dann, sperren auch rote LEDs mit nur 1.6 V Diodenflussspannung noch
immer ausreichend genug.
Normalerweise wird die Flussspannung einer roten LED mit 1.8 V angeben.
Das gilt jedoch für den Nennstrom, der meist bei 20 mA liegt. Dies ist
hier nicht der Fall, der LED-Strom beträgt weniger als 1 mA. Im
Übersteuerungsfall leuchten diese LEDs auch nur ganz schwach, ausser man
nimmt dafür extra die teureren Lowcurrent-LED. Damit hätte man gleich
noch einen optischen Übersteuerungsindikator, wenn der Blick auf den
Print frei ist. Jetzt kommt die Antwort auf die Frage, ob "gewöhnliche"
Kleinsignaldioden ebenso genügen. Unter Einbezug einer
Worstcase-Betrachtung, bestimmt nicht, weil die Diodenflussspannung mit
0.65 V zu niedrig ist. Falls die DC-Offsetspannung auch nur schon einen
ganz kleinen Strom durch die Dioden fliessen lässt, würde die
DC-Verstärkung dramatisch zunehmen und dies hätte eine hohe
DC-Offsetspannung am Ausgang des Instrumentationsverstärkers zur Folge.
Wir kommen jetzt wieder zum Thema Überspannungsschutz
(Bild 3) mit den
Transistoren T1 bis T4 oder mit vier pA-Dioden.
Es ist mit einer Ausnahme alles im Elektronik-Minikurs
(8) beschrieben. Der
Grund warum Transistoren als preiswerte und deshalb auch leicht
erhältliche pA-Dioden zum Einsatz kommen, wird hier in Zusammenhang
mit der intramuskulären EMG-Anwendung (iEMG) erläutert. In
(8) liest man im Kapitel
"Warum Transistoren anstelle von Dioden", dass man bei der
Verstärkung und Messung quasi stationärer DC-Spannungen das Problem haben
kann, dass eine Verfälschung durch zu hohe Sperrströme entstehen können,
wenn der Quellwiderstand hochohmig ist. Dazu kommt, dass der zu hohe
Sperrstrom von Kleinsignaldioden zu den sehr niedrigen Bias- und
Offsetströmen eines INA111 generell nicht passt. Deshalb eignen sich
pA-Dioden eben besser als Kleinsignaldioden. Ein zu hoher Sperrstrom hat
auch einen reduzierten Eingangswiderstand zur Folge und das kann
besonders dann problematisch werden, wenn man auf Grund von hochohmigen
Spannungsquellen (iEMG) gerade erst recht einen hochwertigen
Instrumentationsverstärker verwenden will, der selbst extrem hochohmig
ist. Wir betrachten dieses Problem an Bild 5:
Teilbild 5.1 zeigt an einer vereinfachten Schaltung mit einem Opamp die
Situation mit den Dioden D1 und D2. Für diese Betrachtung wird die
reduzierte Referenzspannung (±Uz in Bild 3) für die Funktion des
Überspannungschutzes nicht mit einbezogen. Es gilt hier für ±Uz die
Betriebsspannung ±Ub = ±15 VDC.
Der Sperrstrom Is für eine 1N914-Diode beträgt bei 15 VDC etwa 25 nA bei
25 °C. An Ue angeschlossen ist eine AC-Spannungsquelle mit einer
niedrigen Spannung. Der Quellwiderstand Ri ist mit 1 M-Ohm hochohmig. 15
VDC über einem Bauteil, das einen Strom von 25 nA verursacht, hat einen
Widerstand von 600 M-Ohm. Das kommt auf das selbe heraus, wie wenn
zwischen Ue und +Ub und zwischen Ue und -Ub je ein Widerstand von 600
M-Ohm platziert ist, wie dies Teilbild 5.2 zeigt. Allerdings gilt dieser
Vergleich zwischen Diode und Widerstand nur beim selben Wert von ±Ub.
Diese beiden Widerstände muss man allerdings, bezüglich dem
Eingangswiderstand der Schaltung, parallel addieren. Daraus folgt ein
Eingangswiderstand an Ue von 300 M-Ohm. Für einen Quellwiderstand einer
AC-Spannungsquelle (Teilbild 5.1) von 1 M-Ohm wäre dieser
Eingangswiderstand allerdings noch immer sehr hochohmig. Man muss aber
bedenken, dass sich der maximale Sperrstrom von 25 nA auf 25 °C bezieht.
Beim Extremwert von 100 °C ist dieser Sperrstrom mit 1 µA 40 mal
grösser. Der Widerstand von 300 M-Ohm sinkt auf 7.5 M-Ohm. Das bedeutet,
dass die Strombeeinflussung und damit die Beeinflussung des
Eingangswiderstandes, durch Änderungen auch im niedrigen
Temperaturbereich, je nach Anwendung, nicht zu vernachlässigen sind.
Dazu kommt noch: Ein Eingangswiderstand mit "nur" etwa 300 M-Ohm ist so
niederohmig, dass die Einwirkung eines DC-E-Feldes bei offenem Eingang
nur eine sehr kurzzeitige Wirkung zeigt, wie dies im Text zu Bild 4
beschrieben ist. Wenn pA-Dioden zum Einsatz kommen, dann ist die Wirkung
signifikant, und das bedeutet, dass C3 (Bild 3) dadurch aufgeladen
werden kann und die Spannung länger anhält. Die Funktion dieser
pA-Dioden wird von den Transistoren T1 bis T4 in Bild 3 übernommen,
falls man auf Transistoren angewiesen ist, mangels Bezug von pA-Dioden.
Noch etwas anderes. Exemplarstreuungen bezüglich der Sperrströme der
beiden Dioden D1 und D2 erzeugen eine erhebliche DC-Offsetspannung am
nichtinvertierenden Eingang eines Opamp mit extrem hochohmigen
MOSFET-Eingängen, wobei eine DC-Spannung nur mit Verstärkung 1 (Teilbild
5.1) verstärkt wird. Diese DC-Offsetspannung wirkt sich besonders dann
aus, wenn an Ue keine Spannungsquelle angeschlossen ist. Teilbild 5.3
zeigt dies. Diese angegebenen Strom- und Spannungswerte sind nur
ungefähr, weil Dioden auch im Sperrstrombereich, in Funktion der
Spannung, nicht linear sind. So beträgt im vorliegenden Beispiel die
DC-Offsetspannung etwa +5 VDC, wenn an Ue keine Quelle anliegt. Hat es
jedoch eine Spannungsquelle mit einem Innenwiderstand Ri von z.B. 1
M-Ohm reduziert sich diese DC-Offsetspannung auf etwa +10 mVDC. Wäre die
AC-Spannungsquelle kapazitiv mit C1 entkoppelt, bleibt die
DC-Offsetspannung unabhängig auf mit +5 VDC.
Fazit: Will man dieser Problematik ganz einfach aus dem Weg gehen, lohnt
sich der Einsatz von Transistoren in der Funktion von pA-Dioden oder
eben hochwertige echte pA-Dioden.
Schirmtreiber: Es geht dabei darum, dass die Kapazität zwischen
dem Leiter, der das EMG-Signal zum Vorverstärker überträgt, und der
Abschirmung neutralisiert wird. Tut man dies nicht, weil die Abschirmung
GND-Potential hat und die AC-Spannungsquelle sehr hochohmig ist, wie
dies im Falle der Messung von iEMG-Signalen zutrifft, wird die
Frequenzbandbreite massiv reduziert. Das Signal ist unbrauchbar, weil
eine auch nur annähernde Reproduktion der MUAPs unmöglich ist.
Wenn die iEMG-Quelle z.B. einen Quellwiderstand von 500 k-Ohm hat und
die Kapazität zwischen Leitung und Abschirmung beträgt 150 pF,
resultiert eine Grenzfrequenz von etwa 2 kHz. Diese Bandbreite eignet
sich längst, wenn es nur darum geht den Mittelwert einer EMG-Spannung zu
messen. Geeignet für die Anwendung von EMG-Biofeedback mit
Oberflächen-Elektroden. Für eine approximative MUAP-Reproduktion sollten
es mindestens 5 kHz sein. Besser sind 10 kHz. Mittels Neutralisation der
Kapazität zwischen Leiter und Abschirmung verzehnfacht sich die
Bandbreite oder sogar mehr. Wieviel man wirklich erreicht, kommt auch
sehr auf einen kapazitätsarmen Aufbau der Schaltung bis zu den
Eingangskontakten an.
Diese Neutralisierung erreicht man, in dem man die EMG-Spannung,
konvertiert auf eine niedrige Impedanz mittels Impedanzwandler, auf die
Abschirmung schaltet. Solange beide Spannungen die selben Werte und die
selbe Phasenlage haben, existiert die Kapazität zwischen Leiter und
Abschirmung nicht, weil durch diese Kapazität kein Strom fliessen kann.
Trotzdem wirkt die Abschirmung gegen äussere störende E-Felder genauso,
weil die Impedanz auf der Abschirmung ähnlich niederohmig ist, wie wenn
diese mit GND verbunden wäre. Diese Methode ist in kurzen Zügen auch in
(1)
im Kapitel "Ein EMG-Messgerät (Blockschaltbild)" thematisiert.
Mehr schaltungstechnische Details erfährt man hier in Bezug auf die
Hauptschaltung
(Bild 3)
in Bild 6:
In Teilbild 6.1 sieht man die einfache EMG-Messmethode mittels zweiadrig
abgeschirmten Kabel. Wie bereits erläutert, mit dem Nachteil der relativ
hohen Kapazität (100pF-Bereich) zwischen Leiter und Abschirmung in Bezug
auf den hohen Quellwiderstand (Elektroden). Da diese Methode jedoch nur
dazu dient EMG-Mittelwerte zu erfassen und die Elektroden für die
Hautoberfläche in Relation zu Drähtchenelektroden grossflächig sind, ist
die Frequenzbandbreite hier unkritisch. Zum Einsatz kommt diese Methode
bei einem
EMG-Biofeedback-Gerät.
Hier mit einem
Foto
von der Schaltung.
Teilbild 6.2 zeigt als Blockschaltbild die Methode der Neutralisation
zwischen Leiter und Abschirmung. Ein EMG-Signal erreicht den
nichtinvertierenden Eingang eines Opamp, der Teil eines
Instrumentationsverstärkers ist. Der invertierende Eingang, der die
selbe Spannung und die selbe Phasenlage wie das ankommende EMG-Signal
haben muss, gelangt über den Impedanzwandler Y zur Abschirmung. Man
benutzt dafür nicht das originale EMG-Signal, damit dieses nicht
belastet wird und das Signal verzerrt. Es sei, man benutzt für Y eine
kleine Schaltung, die ebenfalls eine hohe Eingangsimpdanz hat und sehr
niedriges Rauschen produziert.
Gerade wegen dem Rauschen ist das nicht so einfach. Darum auch die
Methode der Kontaktierung am invertierenden Eingang. Wir wissen jetzt,
dass es wichtig ist, dass innerhalb der EMG-Frequenz-Bandbreite Spannung
und Phasenlage übereinstimmen müssen. Ganz besonders was die Phasenlage
betrifft, ist es wichtig, dass die Frequenzbandbreite des Verstärkers
deutlich grösser ist, als die Frequenzbandbreite des EMG-Signals
(intramuskuläre Messung). Dies ist eindeutig der Fall, wenn man den
INA111 mit einer Verstärkung von 100 einsetzt, weil dann die
Grenzfrequenz noch immer 450 kHz (-3dB) beträgt. Bei einer Verstärkung
von 1000 wären es nur noch 50 kHz und dies wäre bereits knapp, so dass
das intramuskulär gemessene EMG-Signal nicht nennenswert verzerrt wird.
Transistor besser als Opamp: Wir kommen jetzt zu den beiden
Schirmtreibern, die Impedanzwandler Y, realisiert mit den Transistoren
T5 und T6 in
Bild 3.
Diese beiden identischen Schaltungen Y treiben die Abschirmungen mit dem
nieder-ohmigen EMG-Signal. Es ist der Emitter von T5 bzw. T6. Warum so
einfache Schaltungen mit Transistoren, bekannt als so genannte
Impedanzwandler,
und erst mit Transistoren die universell und billig sind? Genau diese
Frage stellte sich mir, als ich diese Schaltungen untersuchte, nachdem
ich es zuvor mit rauscharmen Opamp versucht habe.
Das Problem ist, dass auch bei einem rauscharmen Opamp, die
Rauschspannung der Ausgangsstufe dieses Opamp trotzdem nicht gerade
niedrig ist. Aber genau das braucht es, Rauschspannung so wenig wie
möglich, weil diese koppelt sich via Kapazität zwischen Schirm und
Leiter in den Leiter. Dies verschlechtert auf im Leiter den
Signal/Rausch-Abstand. Das von der Elektrode empfangene Signal wird
durch Rauschen gestört und verzerrt. Mit dieser einfachen diskreten
Impedanzwandlerstufe Y mit T5 (T6), stellte ich fest, dass die die
Rauschspannung an -Us, bzw. +Us (Bild 3) irrelevant niedrig ist.
Man könnte den Kollektor von T5 (T6) direkt mit +Ub (-Ub) verbinden, nur
wäre dann der Schirmtreiber nicht kurzschlussfest. Ein Kurzschluss
zwischen Abschirmung und GND könnte T5 (T6) zerstören. C1 (C2) sorgt für
niedrige Impedanz am Kollektor und dies unterstützt die Stabilität der
Treiberschaltung mit T5 (T6) zusätzlich.
Wir bleiben noch ein Bisschen bei den Schirm-Treiberschaltungen
in Zusammenhang mit Bild 7:
Das Blockschaltbild von Teilbild 6.2 ist hier in Teilbild 7.1 noch
einmal wiederholt, um es mit dem Blockschaltbild in Teilbild 7.2 zu
vergleichen. Ich bin mir sicher, dass einigen Lesern jetzt die Frage auf
der Zunge brennt, ob man denn, wenn es darum geht die Kapazität zwischen
Leiter und Abschirmung zu neutralisieren, wirklich zwei abgeschirmte
Leitungen, also eine abgeschirmte Stereoleitung benötigt, wie man dies
schliesslich bei Audioanlagen gewohnt ist. Ja, so ist es! Und warum,
sollte jetzt eigentlich klar sein. Der einzig Unterschied bei einer
Audio-Stereo-Übertragung ist, dass man diese Y-Schaltungen nicht
benötigt. Es genügt eine Verbindung von beiden Abschirmungen gemeinsam
mit dem GND. Der Grund ist einfach, das Line-Signal einer Audiospannung
liegt bei etwa 100 bis 200 mV. Das ist mindestens 100 mal mehr, als die
Spannung der EMG-Elektroden.
Trotzdem verstehe ich die Verunsicherung, denn in fast jedem Datenblatt
zu einem integrierten Instrumentationsverstärker sieht man die
Applikation, wie sie Teilbild 7.2 zeigt. Nur will man damit etwas ganz
anderes erreichen. Die Kapazitäten zwischen den Leitern und der
gemeinsamen Abschirmung sind nicht exakt gleich und dies verschlechtert
die Eigenschaft der Gleichtaktunterdrückung (CMRR) der gesamten
Schaltung, wenn die Impedanz der zu messenden Quelle relativ hochohmig
ist. Die Schaltung in Teilbild 7.2 kompensiert diesen Fehler. Der
Hinweis"Das funktioniert nicht!" über Teilbild 7.2 bezieht
sich auf die Neutralisation der Kapazität zwischen Leiter und
Abschirmung, wo es darum geht, die Frequenzbandbreite des
Eingangsignales möglichst zu erhalten.
Nachdem wir uns ergiebig mit der Eingangsbeschaltung befasst haben,
interessiert uns in Bild 3 noch die Schaltung nach dem Ausgang des
INA111. Es folgt ein passives HP-Filter mit einer Grenzfrequenz von nur
0.3 Hz, bestehend aus C4 und R13. Diese niedrige Grenzfrequenz gibt's
nur dann, wenn der Wert von R13 durch den Innenwiderstand der
nachfolgenden Schaltung nicht reduziert wird. Dies trifft mit dem
angedeuteten Beispiel mit IC:B zu. Wozu benötigt man dieses HP-Filter
und warum bei dieser niedrigen Grenzfrequenz? Da die Gesamtverstärkung
eines EMG-Messgerätes leicht bis 20'000 betragen kann, ist es wichtig,
dass selbst am Ausgang des Vorverstärkers möglichst keine
DC-Offsetspannung anliegt. Bei einer weiteren Verstärkung bis zu 200
kann aus z.B. 5 mVDC leicht 1 VDC entstehen. Ob man dieses HP-Filter
wirklich benötigt, kommt ganz auf die Art der weiteren Schaltung an.
Am Ausgang des INA111 (Bild 3): Die HP-Grenzfrequenz muss so
niedrig gewählt werden, dass die eigentlich dimensionierte und
erwünschte System-HP-Grenzfrequenz mit C3*(R11+R12) nicht signifikant
durch C4*R13 beeinflusst wird. Die -3dB-Grenzfrequenz des HP-Filters
C3*(R11+R12) beträgt 4.7 Hz, die des HP-Filters
C4*R13 beträgt 0.3 Hz. Dieser Frequenz-Abstand ist für den
Anwendungszweck gross genug.
INA111 erlaubt am Ausgang mit maximal 1000 pF eine relativ hohe
Kapazität. Siehe INA111-Datenblatt auf Seite 2 in der Tabelle
SPECIFICATIONS. Eine Kapazität im 100pF-Bereich entsteht locker, wenn
zwischen EMG-Vorverstärker mit INA111 und der nachfolgenden Schaltung
eine lange abgeschirmte Leitung zum Einsatz kommt. R14 wirkt zusätzlich
dem Risiko unerwünschter Oszillationen entgegen.
Der einfache Überspannungsschutz mit D1 und D2 am Ausgang ist keineswegs
übertrieben. Wenn man selbst elektrostatisch aufgeladen ist und man
hantiert mit dem Verbindungskabel und es kommt zufällig zur nur schon
beinahen Berührung mit dem Signal am Stecker, könnte ohne diese
D1/D2-Massnahme der INA111 zerstört werden. Der Leser möge selbst
entscheiden, ob er selbst auch solche Worstcase-Betrachtungen anstellen
will. Ich denke, es lohnt sich, weil der damit verbundene zusätzliche
Aufwand sehr gering ist.
Filterschaltungen, kritisch betrachtet
Um zu vermeiden, dass die quasi stationären DC-Spannungen zwischen den
Elektroden und dem Elektrolyten des organischen Gewebes mitverstärkt
werden, braucht es ein HP-Filter und wie das gemacht wird, wissen wir
bereits. Zu sehen ist dies noch einmal als Ausschnitt im Teilbild 8.1.
Einen bereits ebenso bekannten kleinen Nachteil besteht darin, dass man
einen speziellen Alu-Elko braucht, der eine gewisse inverse DC-Spannung
zulässt oder man setzt einen nichtpolarisierten Elko ein.
(An dieser Stelle sei auch mal erwähnt, ein Keramik-Kondensator (Kerko)
geht auch, wenn der so genannte
Piezo-Effekt
sehr klein ist. Dies muss man evaluieren.)
Irrweg einer offiziellen Applikation: Teilbild 8.2 zeigt uns eine
Hochpass-Alternative. Diese Methode wird in Figure 9 im
INA111-Datenblatt empfohlen. Der erste Nachteil dieser Methode besteht
darin, dass man zwei passive HP-Filter braucht und dazu gesellt sich
gleich der zweite Nachteil, denn die Grenzfrequenzen der beiden
HP-Filter müssen sehr genau übereinstimmen für unsere Anwendungen....
Ist dies nicht der Fall, verschlechtert sich sehr empfindlich die
Gleichtaktunterdrückung und dies nicht nur in der Nähe der
HP-Grenzfrequenz. Es sind gleich zwei Effekte, welche die
Gleichtaktunterdrückung verschlechtern. Es sind die nur schon geringen
Pegel- und Phasenunterschiede, welche noch weit oberhalb von der
HP-Grenzfrequenz, im Übertragungsbereich, liegen können. Drittens kommt
dazu, dass die notwendigen Widerstände R1 und R2 zwecks Referenzbildung
für die beiden Eingänge, den sehr viel höheren Eingangswiderstand der
Eingänge des Instrumentationsverstärkers zunichte machen. Zum vierten
Nachteil: Wählen wir für R1 und R2 je einen Wert von 10 M-Ohm, dann
bekommt man sicher noch Widerstände mit einer Toleranz von 1 %. Für eine
HP-Grenzfrequenz von z.B. 10 Hz, müsste man für C1 und C2 je einen Wert
von 1.5 nF einsetzen. Und das gibt es Probleme...
Man muss dabei hochwertige Polystyrol-Kondensatoren einsetzen, die eine
hohe Kapazitätstabilität und minimale Toleranzen von 1 % haben. Es ist
aber gar nicht mehr so einfach solche einprozentige Kondensatoren zu
bekommen. Auf keramische Kondensatoren muss man wegen der hohen
Piezoempfindlichkeit an
dieser Stelle verzichten, weil die Eingänge, wegen der hohen
Verstärkung, sehr empfindlich sind. R1, R2 und C1, C2 können im
ungünstigsten Fall, mit einprozentigen Komponenten, eine gemeinsame
Maximaltoleranz von 4 % haben und das wirkt sich auf die Symmetrie der
beiden HP-Filter und dies vor allem auf die Gleichtaktunterdrückung
ungünstig aus. So viele Nachteile in Teilbild 8.2, da bleiben wir doch
lieber gleich beim Teilbild 8.1, wo ein einziges HP-Filter sich auf
beide Opamp am Eingang des Instrumentationsverstärker gleichermassen
auswirkt und dieses Schaltungsteil erst noch niederohmig dimensionierbar
ist und so erst recht zur Stabilität beiträgt.
Es gäbe noch eine Methode sich auch von Teilbild 8.1 zu distanzieren. Im
Sinne davon, dass es in der Gegenkopplung zwischen den beiden
invertierenden Eingängen, kein RC-HP-Filter bedarf. Wir kommen zur
Schaltung in Teilbild 9.1.
Die Schaltung in Teilbild 9.1 entspricht Figure 11 (AC-Coupled
Instrumentation Amplifier) im INA111-Datenblatt auf Seite 11. Diese
Schaltung ist dann hervorragend geeignet, wenn man direkt am Ausgang des
Instrumentationsverstärkers eine besonders niedrige DC-Offsetspannung
haben will. Eine DC-Spannung wird regeltechnisch wegkompensiert. Bei
DC-Spannung arbeitet der Opamp IC:B praktisch mit seiner vollen sehr
hohen "inneren" Verstärkung (Open-Loop-Gain). Die GND-Referenzierung
erfolgt am nichtinvertierenden Eingang von IC:B, der als aktiver
Integrator (eine Art aktives Tiefpassfilter erster Ordnung) arbeitet.
Weil dieses Tiefpassfilter invertierend arbeitend in einer Gegenkopplung
wirkt, resultiert in der Gesamtschaltung ein HP-Filter.
Wo ist jetzt aber der "Haken" bei dieser Applicationnote aus dem
INA111-Datenblatt? Wir betrachten dazu Teilbild 9.2, dessen Schaltung
prinzipiell die von Teilbild 9.1 wiederholt, jedoch differenzierter
dargestellt ist. Die Opamp-Bezeichnung mit IC:A1 bis IC:A4 deutet an,
dass man die selbe Schaltung auch mit einem einzigen preiswerten
Quad-Opamp, z.B. TL074, realisieren kann, wenn einem die damit
erreichbare Präzision genügt. Was passiert aber, wenn eine DC-Spannung
zwischen -Ue und +Ue so gross ist, so dass die Verstärkung von IC:A1 und
IC:A2 ihre Ausgänge in die Begrenzung steuert, also die maximale
Spannung, durch ±Ub begrenzt, anliegt?
In diesem Sättigungszustand geht nichts mehr. Es kann kein AC-Signal
(EMG-Signal) mehr verstärkt werden und die Gleichktaktunterdrückung
arbeitet auch nicht mehr richtig. Genau das kann wegen den bekannten und
unerwünschten DC-Spannungen bei EMG-Messungen auftreten. Daher eignet
sich auch diese DC-Kompensationsmethode nicht und es empfiehlt sich ein
weiteres Mal die schaltungstechnisch einfache Methode von Teilbild 8.1,
bei der es auch keinen zusätzlichen Opamp braucht. Die Methode in Bild 9
eignet sich vor allem dann, wenn die DC-Offsetspannung, die der
Instrumentationsverstärker selbst erzeugt, auf annähend Null kompensiert
werden soll. Allerdings mit dem Nachteil für andere Anwendungen, dass man
keine DC-Spannung verstärken kann. Eine echte Auto-Zero-Offset ist dies
nicht, wie man es beim
LMC669
noch gewohnt war, als es diesen begehrenswerten Baustein von NSC noch
gab.:-(
Ein paar technische Daten zu Bild 3
Da die Schaltung in Bild 3 vielseitig mit weiteren Schaltungen eingesetzt werden kann, beschränken sich hier die technischen Daten auf wenige Messwerte betreffs Rauschspannungen bezogen auf den Eingang. Die Messungen erfolgten mit einem abgeschirmten Stereokabel mit einer Länge von 1.8 Meter und einer Kapazität von je 180 pF. Als Rauschquellen dienten einfache Metallfilmwiderstände in einem abschirmenden Gehäuse mit ausreichend grossen Abständen, damit zwischen diesen Widerständen und dem Metallgehäuse eine möglichst niedrige Kapazität vorliegt. Gehäuse in Kontakt mit GND! Dargestellt ist diese Anordnung in Bild 10:
Eine wichtige Information ist die, welche zeigt, wie stark sich die
Neutralisation der Abschirmungskapazität auf die Frequenzbandbreite
auswirkt und dies in Abhängigkeit mit einem Quellwiderstand von 500
k-Ohm, der etwa für die Messung mit iEMG zutrifft. Es gilt der
Widerstandswert zwischen den beiden Signalelektroden Rq. Der Widerstand
zwischen einer Signalelektrode und Referenzelektrode ist mit Rq/2 = 250
k-Ohm etwa halb so gross. Etwa solche Werte ergeben sich, wenn man
teflonisolierte Elektrodendrähte aus oxydierfreiem Stahl, mit einem
Durchmesser von 0.1 mm, einsetzt. Die Kontaktfläche besteht dabei nur
aus der blanken Stirnseite dieses feinen Drahtes. Ohne Neutralisation
der Kapazität beträgt die Bandbreite 1.8 kHz, mit der Neutralisation
sind es 27 kHz.
Die Rauschspannungen (µV in TrueRMS) und ganz besonders die Wirkung der
Neutralisation der Kapazität (Frequenzbandbreite), sind vom Aufbau der
Schaltung in Bild 3 abhängig. Ein besonders kapazitätsarmer Aufbau
erzeugt die besten Werte bezüglich Frequenzbandbreite. Eine erreichte
Bandbreite von mehr als 20 kHz ist für intramuskuläre EMG-Messungen
ausreichend genug.
Erste Stufe stärker als die zweite
Beim Betrachten von Datenblättern stellt man in der Regel fest, dass bei einem Instrumentationsverstärker mit hoher Verstärkung stets die erste Stufe fast die gesamte Verstärkung übernimmt. Die zweite Stufe, welche die verstärkte symmetrische Eingangsspannung zur asymmetrischen Spannung umsetzt, verstärkt nur mit einem Faktor von 1. Diese Art der Aufteilung der Verstärkung hat einen sehr praktischen Grund, der in diesem Kapitel thematisiert wird. Solches habe ich bisher noch in keinem Buch gelesen, jedoch ist diese Tatsache, aus der Praxis hergeleitet, einleuchtend und leicht nachvollziehbar. Auch der hier thematisierte INA111 macht keine Ausnahme:
Teilbild 11.1 zeigt das Anschlussschema des INA111 und Teilbild 11.2 die vereinfachte Schaltung, bestehend aus drei Opamp. Stufe 1 bildet den Differenzverstärker mit den hochohmigen Eingängen -Ue und +Ue, der eine niedrige, aber auch sehr hohe Verstärkung ermöglicht. Bei einer Verstärkung von 1000 beträgt die Frequenzbandbreite noch 50 kHz. Der verstärkerbestimmende Widerstand RG hat dabei einen Wert von 50 Ohm. Aus der 1%-Widerstandsreihe ist dies ein Widerstand mit 49.9 Ohm. Stufe 2 hat eine fixe Verstärkung von 1 mit sehr hoher Präzision. R1 und R2 sind laser-getrimmt (LT25k und LT10k).
Bild 12 zeigt den signifikanten Vorteil in Bezug auf die Unterdrückung
der Gleichtaktspannung, wenn die erste Stufe den Löwenanteil der
Gesamtverstärkung übernimmt. Einfacher für die Erklärung ist es, wenn
nur die erste Stufe, wie im Fall des INA111, alleine verstärkt. Bild 12
zeigt eine etwas andere Dimensionierung von R1 und R2. Es soll damit
gezeigt werden, dass genau die selben Regeln gelten, wenn man den
Instrumentationsverstärker quasi diskret, mit drei einzelnen Opamp, bzw.
mit einem Quad-Opamp realisiert, wie dies
Bild 2
zeigt mit dem LinCMOS-IC TLC274.
Teilbild 12.1 illustriert den Gegentaktbetrieb, wobei Stufe 1 mit einer
Verstärkung von 200 arbeitet. Die Verstärkung ergibt sich aus dem
Quotienten aus zwei mal R2 geteilt durch R1, wie die Formel unter der
Tabelle es zeigt. Bei so hohen Verstärkungen kann man "1+" in der Formel
getrost vernachlässigen, weil der Rechenfehler sehr klein ist. Zeile 1,
in der Tabelle, zeigt eine differenzielle symmetrische Eingangsspannung
von 20 mV (+10 mV und -10 mV). Aus der Verstärkung der Stufe 1
resultiert eine differenzielle und symmetrische Ausgangsspannung
zwischen +Ue' und -Ue' von 4 V (+2 V und -2 V). Da Stufe 2 mit einem
Faktor von 1 verstärkt, resultiert an Ua eine asymmetrische
Ausgangsspannung von ebenfalls +4 V.
Die Zeilen 2 bis 4 zeigen weitere Beispiele, wobei ein interessanter
Effekt auffällt. Selbst dann, wenn die Eingangsspannung stark
asymmetrisch ist (Zeile 2: 0 mV ud +10 mV), ist das Resultat an ±Ue' mit
±1 V trotzdem symmetrisch. Allerdings gilt das nur für die relativ grobe
Betrachtung und bei relativ hoher Verstärkung, aber das genügt auch
meist in der Praxis. Tatsächlich ist es so, dass -Ue' um 10 mV positiver
ist als +Ue'.
Was sich zwischen Zeile 1 und Zeile 2 signifikant ändert, ist die
differenzielle Ausgangsspannung der Stufe 1, reduziert auf den halben
Wert von 2 V, weil eingangsseitig ebenfalls nur die halbe differenzielle
Spannung von 10 mV anliegt. Darauf kommt es an. Wenn die Verstärkung der
Stufe 1 niedrig ist, wirkt sich eine Asymmetrie der differenziellen
Eingangsspannung relativ zur Asymmetrie der differenziellen
Ausgangsspannung stärker aus. Das ist im Elektronik-Minikurs
Echter Differenzverstärker III
ab Kapitel "Teil 1: Die Eingangsstufe" thematisiert und etwas
leichter verständlich erklärt als hier. Es ist nur ein kleines Kapitel
mit Bild 2.
Teilbild 12.2 illustriert den Gleichtaktbetrieb, wobei Stufe 1 ebenfalls
mit einer Verstärkung von 200 arbeitet. Alle vier Zeilen in der Tabelle
zeigen Gleichtaktspannungen und alle haben zur Folge, dass die Stufe 1
anstelle der Verstärkung von 200 nur mit 1 arbeitet. Das kommt davon,
dass nicht nur die virtuellen Eingangsspannungen identisch sind mit den
echten Eingangsspannungen, auch diese untereinander sind sich gleich. Es
gilt: -Ue = -UeV, +Ue = +UeV und -Ue = +Ue. Das bedeutet, dass an R1
keine Spannung anliegt und deshalb durch R1 auch kein Strom fliessen
kann. Das kommt auf dasselbe heraus, wie wenn im Gleichtaktbetrieb R1
fehlt. Deshalb ist R1 punktiert gezeichnet.
Ganz so ideal ist die Realität auch hier nicht, weil auch noch so
geringe DC-Eingangs-Offsetspannungen/-ströme eine gewisse parasitäre
Rolle spielen, die dann auffallen, wenn die Eingangsspannungen klein
sind. Trotzdem ist diese Wirkung vorhanden und unterstützt die
Gleichtaktunterdrückung, dessen Aufgabe der Stufe 2 zugedacht ist,
erheblich.
Ein paar Worte zu den R3-Widerständen bei der Stufe 2. Die '1' im
Widerstandssymbol deutet an, dass es eng tolerierte Widerstände mit einer
Präzision von maximal ±1 % sein müssen. Wesentlich bessere
Gleichtaktunterdrückung erreicht man allerdings mit dem Abgleich von
einem der R3-Widerstände. Anstelle dieses R3-Widerstandes kommt ein
Trimmpotmeter und ein in Serie geschalteter Widerstand zur Anwendung.
Mit einer solchen Kombination grenzt man den Einstellbereich ein und der
Abgleich ist leichter. Dabei empfiehlt sich ein hochwertiges
Cermet-Trimmpot
(siehe Wiki unter Schichtpotentiometer)
mit 10 oder 20 Umdrehungen.
Bild 2
mit IC:A3, R9 und TP1 illustriert dies. In integrierten
Instrumentationsverstärkern sind diese Widerstände lasergetrimmt. Das
kostet selbstverständlich seinen Preis...
Es gibt einen praktischen Grund die Gesamtverstärkung eines
Instrumentationsverstärkers in Stufe 1 und 2 aufzuteilen, wobei es aus
einem bereits beschriebene Grund sinnvoll ist, den grösseren
Verstärkungsanteil auf die Stufe 1 zu setzen. Bleiben wir mit Bild 13
bei der selben Gesamtverstärkung von 200. Teilbild 13.1 zeigt eine
Aufteilung der Verstärkung von 40 (Stufe 1) und 5 (Stufe 2). Die
unterstützende Wirkung der Stufe 1 betreffs Gleichtaktunterdrückung ist
dadurch schwächer. Sinn macht eine solche Aufteilung der
Gesamtverstärkung dann, wenn Stufe 1 wegen unzureichender
Frequenzbandbreite bei Einheitsverstärkung (Unitygain-Bandwidth), für
eine hohe Verstärkung nicht genügt.
Weil dieses Problem genauso einfache Verstärkerschaltungen mit Opamp
betrifft, gilt auch hier die Aufteilung einer Gesamtverstärkung auf zwei
oder mehrere Opamp. Teilbild 13.2 zeigt dies am Beispiel des
Oldy-Opamp
LM741,
der noch immer bei Mouser und Farnell, auch im DIL-Gehäuse problemlos
erhältlich sind (Juni 2021). Man muss sich beim LM741 seinen bescheidenen
Datenwerten bewusst sein, will man ihn verwenden. Dies vielleicht eher
nicht, jedoch noch immer ausreichend für den reinen Lernzweck mit einem
Streckboard.
Die einfache Verstärkerschaltung in Teilbild 13.21 erzeugt mit nur einem
741er eine Verstärkung von 1000. Das ist problemlos machbar, wenn eine
Frequenzbandbreite von 1.5 kHz genügt. Für den Audiobereich wohl nicht.
Da sich in der Bastelkiste noch haufenweise 741er aufhalten, also los,
man baut sich eine zweistufige Verstärkerschaltung (Teilbild 13.22) und
teilt die Gesamtverstärkung in zwei gleich grosse Teile von je einem
Faktor von 31.623 auf. So genau kommt's ja nicht drauf an und wir runden
auf je 32 auf. Die Unity-Gain-Bandbreite (UGBW) des LM741 beträgt 1.5
MHz. Dividiert durch die Verstärkung von 32, gibt das eine
Frequenzbandbreite von 47 kHz bei einer Dämpfung von 3 dB. Da sich die
selbe Dämpfung beider Teilschaltungen addieren, beträgt die Dämpfung der
ganzen Schaltung 6 dB bei 47 kHz. Bei der üblich definierten
3dB-Bandbreite, beträgt diese immerhin etwa 30 kHz. Das ist 20 mal mehr
als die Schaltung in Teilbild 13.21. Mehr als ausreichend für
Audioanwendungen. Wobei nicht unbedingt bezogen auf die Rauschspannung.
Aber das ist ein anderes Thema. Doch das kommt gleich...
Etwas mehr zu diesem Thema in einem andern Elektronik-Minikurs, wobei es
geht dort um die Kombination von zwei Opampverstärkerstufen, die beide
je auch noch eine einfache Tiefpassfilterfunktion haben. Wie diese
beiden Teilfilter zusammenwirken wird dort erklärt. Der einzige
Unterschied zwischen der Schaltung dort und der hier liegt darin, dass
die Funktion der Tiefpassfilterung hier systembedingt ist
(Unity-Gain-Bandbreite) und dort ganz bewusst als Zusatz in der
Verstärkerschaltung zum Einsatz kommt. Der langen Rede kurzer Sinn, hier
ist der Link:
- Rauschdämpfung mit Tiefpassfilter (siehe Kapitel: "Filter gleich im Verstärker implementiert"
ACHTUNG! Diese Verstärkerschaltungen in Teilbild 13.2 dienen alleine als Beispiel für die Erklärung der Verstärkeraufteilung. Baut man einen Niederfrequenz-Verstärker (Audioverstärker), ist es unbedingt ratsam zuerst weitere wichtige Überlegungen anzustellen, wie Signalquelle, Eingangsempfindlichkeit, Rauschen von Quelle und Verstärker, Ausgangspegel, Slewrate, DC-Offset (AC-Entkopplung = ?), Single- oder Dual-Supply, usw. Einfach nur so nachbauen geht nicht! All diese Themen würden hier den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen. Es gibt aber andere Elektronik-Minikurse die sich teilweise mit diesen Inhalten auseinandersetzen:
Grosser Vorteil: Zum Schluss wieder zurück zum Instrumentationsverstärker. Der ganz grosse praktische Vorteil, wenn man Stufe 1 mit dem Löwenanteil der Gesamtverstärkung beschäftigt, liegt darin, dass man mit einem einzigen Widerstand R1 die Gesamtverstärkung definieren oder auch variabel ändern kann, ohne dass man auch noch auf die Gleichtaktunterdrückung achten muss. Ändert man die Verstärkung der Stufe 2, geht das immer nur mit zwei Widerständen. Entweder mit den beiden R3 oder mit den beiden R4. Bild 14 zeigt, welchen Nachteil sich ergibt, wenn R1 nicht beide Opamp der Stufe 1 "bedient":
Teilbild 14.1 wiederholt mit dem Unterschied Teilbild 12.1, dass die
Tabelle rechts an je nur zwei Beispielen Gegentakt (GET) und Gleichtakt
(GLT) zusammenfasst. Bisher wurde gezeigt, wie nachteilig es sich für
die Unterdrückung der Gleichtaktspannung auswirkt, wenn die hohe
Verstärkung Stufe 2 übernehmen muss. Den selben Nachteil muss man in
Kauf nehmen, wenn die Stufe 1 so realisiert wird, wie es Teilbild 14.2
zeigt, obwohl Stufe 1 den hohen Anteil der Verstärkung übernimmt. Hier
ist R1 aufgeteilt in zwei Widerstände R1a und R1b und jeder bezieht sich
separat auf GND.
Auf diese Weise arbeiten beide Verstärkerschaltungen in Stufe 1
getrennt. Weil es den spannungs- und stromlosen Zustand durch R1a und
R1b nicht geben kann, verstärken die beiden Opamp IC:A1,A2 bei
Gegentakt mit der selben hohen Verstärkung wie bei Gleichtakt. Das
zeigen die Zeilen 3 und 4 in der Tabelle im Vergleich mit den selben
Zeilen in der Tabelle von Teilbild 14.1. +Ue' und -Ue' sind hoffnungslos
übersteuert und dies bei einer Eingangsspannung ab etwa 0.1 V. Darum,
bei relativ hoher Gleichtaktstörspannung kann diese Schaltung nicht mehr
korrekt arbeiten.
8-KANAL-EMG-MESSANLAGE
Es wurde mir erlaubt, die Inhalte dieses Projektes auch andern Interessenten zukommen zu lassen, welche an der Elektronik für die Elektromyographie interessiert sind. Sei es für die persönliche Weiterbildung, für den Schulungszweck oder für eine Forschungstätigkeit. Oder auch nur aus Interesse an der elektronischen Schaltungstechnik. Was betreffs Gebrauch dieser Schaltungen erlaubt ist und was nicht, liest man ausführlich im Informations-File read_first.txt in EMG8DOKU_PDF.ZIP! Mehr dazu weiter unten im Kapitel "Wunsch zum Nachbau".
Bild 15 zeigt das Blockschema der achtkanaligen EMG-Messanlage, die
während etwa 12 Jahren regel- und unregelmässig im Forschnungs-Einsatz
war. In den Ruhephasen erfolgten gewisse Hardware-Updates. Das grösste
Update bestand in der Erweiterung von ursprünglich vier auf acht
Kanälen.
Ganz links der achtkanalige EMG-Vorverstärker. Angedeutet sind die
Abschirm-Treiber (Active-Guard-Drive), die notwendig sind bei der
intramuskulären EMG-Messung. Dieses Gerät ist relativ klein und handlich
mit dem Anschluss von maximal acht Elektrodenkabeln. Dieses Gerät
befindet sich beim Patienten oder Probanden in seiner Nähe.
Danach folgen der achtkanalige Isolationsverstärker ISOL-AMPL und das
Hauptgerät mit den einzeln einstellbaren Verstärkern. Danach die
Antialiasing-Tiefpassfilter und die 50-Hz-Notchfilter, beides in
SC-Technologie, und die aktiven analogen Hochpassfilter.
Dass der achtkanalige Isolationsverstärker in einem separaten Gehäuse
ist, dazu gibt es keinen elektronischen Grund. Das hat sich so ergeben
aus der historischen Entwicklung von einer vier- zu einer achkanaligen
Anlage. Die einzelnen Schaltungen dieser Anlage kann man auch für ganz
andere Anwendungen einsetzen. In diesem Fall dienen diese Schaltungen
auch als Ideenlieferanten.
Steile Störflanken: Wenn man die gesamte Messanlage in zwei statt
drei Geräten unterbringen will, dann sollte man die Isolationsverstärker
in das Hauptgerät integrieren. Der Vorverstärker kann man mit dem selben
Netzteil betreiben, wenn im Hauptgerät kein Schalt-Netzteil im Einsatz
ist und dieses Netzteil auch die medizinischen Spezifikationen erfüllt.
Warum kein geschaltetes Netzteil? Ganz einfach, die extrem steilen
Schaltflanken kann man nur mit grosser Mühe einigermassen so dämpfen,
dass sie nicht den EMG-Voverstärker stören. Es empfiehlt sich die
getrennte Speisung, Hauptgerät mit geschaltetem Netzteil und der
Isolationsverstärker mittels hochisolierendem Netztrafo und analoge
geregelte Betriebsspannung.
Im Original wird das Hauptgerät mit einem Schaltnetzteil betrieben. Dies
führt zur Konsequenz, dass die acht Isolationsverstärker eingangsseitig
und die acht Vorverstärker ein eigenes Netzteil benötigen. Dieses
lineare Netzteil muss den medizinischen Anforderungen genügen (Trafo).
Mehr erfährt man dazu in den Unterlagen des erwähnten ZIP-File. Dazu
zwei Bilder zu dieser Spannungsversorgung in den folgenden zwei
Abschnitten (Iso-Amplifier-Mainprint und
Iso-Amplifier-Netzteil):
Iso-Amplifier-Mainprint:
Dieses Blockschema zeigt vier von den acht Eingängen (INPUT) von je
einem der Ausgänge der EMG-Vorverstärker. Es zeigt die Kanäle von 1 bis
3 und Kanal 8. Der mittlere Teil von links nach rechts die grobe
Einstellung der Verstärkung der vor-verstärkten EMG-Spannung im
Verhältnis von 1/10. Eingänge jeweils von dem EMG-Hauptgerät (Mainbox).
Ein- und Ausgeschaltet wird dies ebenfalls beim Hauptgerät mit je einem
Kippschalter. Übertragen wird dies zu den LEDs 'GAIN 1/10' im isolierten
Teil des ISO-AMPLIFIER. Für die isolierte Übertragung sorgen
Optokoppler. Skizziert glich unterhalb des ISO121. Die Schalter ON/OFF
dienen der Ein- und Ausschaltung der Signalübertragung zum ISO121.
Unten links dargestellt das hochisolierende Netzteil.
Dies speist die acht
EMG-Vorverstärker
und via 78L05-Spannungsregler (+5VDC) den Taktgenerator für
die acht Isolationsverstärker ISO121.
Iso-Amplifier-Netzteil:
Diese Schaltung ist das hochisolierende Netzteil. Diese Schaltung besteht
aus einem Netztrafo mit einer hohen Isolationsspannung von 8 kV. An
Stelle von Schmelzsicherungen sind PTCs im Einsatz. Und es hat einen
Überspannungsschutz auf der Primärseite (+u). Nach der Gleichrichtung und
Glättung folgt eine elektronische Brummsiebung (Brummunterdrückung) mit
den Leistungstransistoren BD240 und BD239 (zwei Darlington-Stufen). Dazu
den passenden
Elektronik-Minikurs.
Danach folgt die Erzeugung der symmetrischen Betriebsspannung mittels
LM317 und LM337. Der Rest der Schaltung schützt die nachfolgende bei
Überspannung, z.B. wegen defekten und kurzschliessenden LM317 oder
LM337. In diesem Fall schalten die beiden Thyristoren S2008LS2 ein und
erzeugen den schützenden Kurzschluss. Die PTCs heizen sich auf und der
Strom fährt automatisch entsprechend zurück. Man kann an Stelle solcher
PTCs auch träge Schmelz-Feinsicherungen einsetzen.
Ein temporärer Wermutstropfen zum Isolationsverstärker:
Die Produktion des ISO121 wurde zwischenzeitlich eingestellt. Irgendwann
entdeckte ich ihn erneut zu einem sehr hohen Preis. Es gibt ihn heute
(2021) noch immer. Vertrieben wird er z.B. von MOUSER zu einem Preis
von 140 Schweizer Franken (ähnlich in Euro).
Es gibt eine alternative Lösung mit dem Optokoppler HCNR200 von der
Firma AVAGO. Dieser HCNR200 ist sehr viel billiger als der ISO121, aber
man muss einiges an zusätzlicher Elektronik selbst bauen. Mit dem
folgenden Elektronik-Minikurs kann man sich die Entwicklungsarbeit
sparen, ausser man will etwas Spezielles realisieren. In diesem Fall
kann die vorgeschlagene Schaltung nach den eigenen Bedürfnissen
angepasst oder/und ergänzt werden. Bild 16 zeigt kurz wie dieser lineare
Optokoppler HCNR200 intern beschaltet ist (Teilbild 16.1) und wie er am
Ein- und Ausgang beschaltet wird, oder beschaltet werden kann, je nach
Bedarf (Teilbild 16.2):
- Isolations-/Trennverstärker HCNR200 Wenn man es beabsichtigt den HCNR200 einzusetzen, empfiehlt es sich unbedingt diesen Elektronik-Minikurs zu lesen. Der Inhalt ist praxisnah und mit einem Experiment bereichert. Vor allem Kapitel 4 mit dem Titel:
"Isolationsverstärker mit dem linearen Optokoppler HCNR200"
Bevor es zum HCNR200 und dessen Anwendung kommt, gibt es eine Anleitung dazu, wie man mittels PWM-Modulation, galvanische Trennung und PWM-Demodulation eine isolierte Signalübertragung mit alltäglichen elektronischen Bauteilen realisieren kann. Für den Lernenden eine willkommene praktische Übung. Titel "Quasidiskreter induktiver Isolationsverstärker ".
Wunsch zum Nachbau
Falls der Wunsch eines Nachbaus oder Teilnachbaus dieses EMG-Projektes
besteht, oder einfach das Interesse an elektronischer Schaltungstechnik
dieser Art im Vordergrund steht, kann man bei mir
EMG8DOKU_PDF.ZIP via
E-Mail bestellen.
Dieses ZIP-File besteht aus allen Schemata in einem BILDER-Ordner, aus
dem Doku-File emgisi8k.pdf und aus dem Info-File
read_first.txt.
Voraussetzungen: Ich antworte nicht auf anonyme EMails. Ich
erwarte echte Namen und ich wünsche mir auch einen kurzen Dialog um zu
erfahren, worin das Interesse an diesen Schaltungen besteht. Hat es mit
Elektromyographie (EMG) zu tun, interessieren mich ganz einfach auch
wenig die Hintergründe, z.B. betreffs Forschung oder/und Unterricht.
Kommerziell dürfen diese Schaltungen nicht genutzt
werden!
Beispiel: Man braucht die sebstgebaute EMG-Messanlage nicht mehr, jedoch
wo anders kann man sie weiterhin einsetzen. Selbstverständlich dürfen
nur die Unkosten der eigenen Herstellung verrechnet werden. Die
Schaltungen, bzw. die Inhalte des EMG8DOKU_PDF.ZIP und der
Elektronik-Minikurse bleiben gratis,
wobei die Quelle anzugeben ist!
Das Erste und das Wichtigste: Nach dem Entpacken des File
EMG8DOKU_PDF.ZIP muss man das Informations-File
read_first.txt
exakt durchlesen, weil damit bereits gewisse Fragen beantwortet sind und
nicht wiederholt gestellt werden müssen. Zusätzliche Fragen, beantworte
ich gerne. Betrifft dies Schaltungen oder Teile daraus, ist es
notwendig, dass man mir Quelle (Filenamen), Schaltbild, Bauteilenummer
und zugehöriger Text nennt. Es wird auch ein wichtiger Sicherheitsaspekt
thematisiert.
Kein Bausatz: Die Texte eignen sich nicht als
Bausatzbeschreibung! Es ist keine Bauanleitung in der Weise wie man
dies bei den typischen Bausätzen gewohnt ist.
Präsentationen und Vorträge: Übrigens, diese Inhalte eignen sich
auch zur Gestaltung von Präsentationen und Vorträgen. Sehr geeignet für
Studierende. Ich kann es gerne dafür empfehlen, weil ich einige
Feedbacks im Laufe der Zeit erhalten habe.
Achtung GEFAHREN!: In
EMG8DOKU_PDF.ZIP hat es auch Schaltungen im Bereich von der
230VAC-Netzspannung. Es ist daher äusserste Vorsicht
geboten!
Thomas Schaerer, 20.05.2008 ; 20.12.2010 ; 17.04.2011 ; 06.07.2012 ; 14.02.2013 ; 26.01.2014 ; 04.08.2014 ; 01.10.2015 ; 24.02.2017 ; 28.06.2021 ; 30.05.2022