Z-Diode-Erweiterungskurs und die Bandgap-Referenz
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung und Grundlage
Dieser Elektronik-Minikurs erweitert den Grundlagenkurs über
Zener-Dioden von Patrick Schnabel.
Da geht es um die elektronische Basis der Zener-Diode, die im Prinzip
besser als Z-Diode bezeichnet wird. Warum das so richtig ist, liest man
ebenfalls in diesem Z-Dioden-Grundlagenkurs. In einem Diagramm wird
gezeigt wie die Z-Diode arbeitet. Die Schwellwertspannung im
Normalbetrieb in der Sperrrichtung und die Durchflussspannung, wenn die
Z-Diode im Durchflussbetrieb, wie eine Diode, arbeitet. Weitere Themen
sind der Unterschied zwischen dem Zener- und Avalanche-Effekt und etwas
zur Temperaturabhängigkeit der Z-Diode und wie man diese Abhängigkeit
kompensieren kann.
In diesem Elektronik-Minikurs geht es um zusätzliche Erkenntnisse zur
Z-Diode. Als nächstes lernen wir, dass man auch Wechselspannungen
(AC-Spannungen) stabilisieren kann, vorausgesetzt allerdings, dass die
Form der Amplitude irrelevant ist. Es wird eine sehr praktische
Anwendung gezeigt, welche verhindert, dass das Fahrradrücklicht auch
kaputt geht, wenn die stärkere Frontlampe durchbrennt. Für zeitgemäss
moderne Fahrradlichter mit LED gilt das natürlich nicht mehr. Danach
geht es um den differenziellen Widerstand und um den
Temperatur-Koeffizienten (TK) der Z-Diode. Dies sind zwei
wichtige Parameter.
Die Präzisions-Z-Diode und die
Bandgap-Spannungsreferenz
(Bandgap-Referenz) runden diesen Elektronik-Minikurs fast ab, wobei
die Bandgap-Referenz noch ausführlich in einer praktischen Anwendung als
hochstabile Spannungsquelle für kleine leistungsarme Schaltungen mit
kleinstem Aufwand vorgestellt wird. Fast bedeutet, noch nicht ganz am
Schluss. Unmittelbar davor liest man noch etwas von den
XFET-Spannungsreferenzen mit einem interessanten Beitrag aus dem
CH-Elektronikmagazin POLYSCOPE zu diesem Thema. Es geht darum, wie man
ungewollt die hohe Präzisionsqualität der relativ teuren XFETs
verschlechtern kann und wie man dies vermeidet.
Dioden und Z-Dioden begrenzen auch Wechselspannungen
Wie man es mit Kleinsignaldioden (z.B. 1N914 oder 1N4148) oder auch mit Leistungsdioden (z.B. 1N4001) anstellt, zeigt Bild 1. Es werden zwei gleiche Dioden antiparallel geschaltet und mit dem Vorwiderstand Rv den Strom begrenzt. Bei der positiven Halbwelle begrenzt Diode D1 mit ihrer Durchflussspannung, bei der negativen Halbwelle begrenzt Diode D2. Die trapezartige Ausgangsspannung hat bei Silizium-Dioden einen Wert von etwa 1.3 Vpp. Bei der Verwendung von Germanium-Dioden (z.B. 1N270) sind es etwa 0.5 Vpp. Das gilt für kleine Signalströme im mA- und 10mA-Bereich. Bei Strömen bis 1 A bei 1N400x-Dioden steigt die trapezartige Ausgangsspannung bis 2 Vpp.
Bild 2 zeigt die Methode mit Z-Dioden. Genauso wie bei der
DC-Spannungsanwendung werden auch bei der AC-Spannungsanwendung die
Z-Dioden in Sperrrichtung betrieben. Daher muss man zwei solche Z-Dioden
antiseriell und nicht antiparallel schalten. Antiparallel hätten sie die
selbe Wirkung wie Dioden. Die Durchlassspannungen würden beide
Halbwellen begrenzen.
In der antiseriellen Schaltung, wie Bild 2 zeigt, fliesst bei der
positiven Halbwelle der Strom über Rv durch die Z-Diode Z1 (es begrenzt
die Z-Spannung) und durch die Z-Diode Z2 (es begrenzt die
Durchflussspannung). Es addieren sich diese beiden Spannungswerte. Bei
der negativen Halbwelle arbeitet Z1 im Durchfluss- und Z2 im
Zenerspannungsbetrieb. Bei identischen Z-Dioden hat man am Ausgang eine
symmetrische trapezartige Ausgangsspannung.
Bei der Verwendung von Z-Dioden, im Z-Spannungsbereich von etwa 6 bis 9
V, hat man einen relativ scharfen Begrenzungsknick und eine besonders
konstante Z-Spannung, während die Sinusspannung ihre Amplitude
durchläuft. Warum dies so ist, erklärt weiter unten der Abschnitt
"Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient".
Z-Dioden-Stabilisierung für die Fahrradbeleuchtung
Die traditionelle Fahrradbeleuchtung besteht aus einem kleinen
Scheinwerfer mit einer Glühbirne mit 6V/0.4A und einem Rücklicht mit
einer kleineren Glühbirne mit 6V/0.05A. Als Spannungsquelle dient ein
Dynamo, angetrieben am Gummipneu des Vorderrades. Brennt die vordere
leistungsfähigere Glühbirne durch, dann passiert das selbe kurz darauf
der hinteren, weil diese eine viel zu hohe Dynamospannung abkriegt, denn
mit einem Strom von nur 50 mA ist der Dynamo viel zu gering belastet.
Diesem Problem kann man wirkungsvoll begegnen, in dem man parallel zu
den Dynamoanschlüssen zwei kleine Leistungs-Z-Dioden in Serie schaltet,
die dafür sorgen, dass die AC-Spannung des Dynamo auf etwa 6 Veff
begrenzt wird, wenn dieser unbelastet oder zuwenig belastet ist.
Bei einer sinusförmigen AC-Spannung von 6 Veff, beträgt die
Scheitelspannung 8.5 Vp. Wenn man zwei Z-Dioden mit einer Zenerspannung
von je 6.2 V wählt, wird die AC-Spannung auf rund 7 Vp begrenzt. Die
effektive Spannung ist allerdings etwas niedriger, aber nicht so viel,
weil wir es hier mit einer trapezartigen und nicht mit einer
sinusartigen Spannung zu tun haben. Die Spannungsfläche des Trapezes ist
etwas grösser als die des Sinus. Die effektive Spannung liegt etwas
oberhalb des Wertes von 6 Veff. Wenn beide Lampen funktionieren,
belasten die Z-Dioden den Dynamo nur wenig bis fast gar nicht. Fast gar
nicht heisst, dass die Spitzenwerte immer etwas beschnitten werden, aber
das alles ist ja auch von der Fahrgeschwindigkeit abhängig. Wenn man
Z-Dioden mit einer Spannung von 6.2 V und einer Leistung von 5 W wählt,
ist man gut bedient. Ich baute vor vielen Jahren eine solche Kombination
einem Fahrrad ein und es funktioniert bis heute prima. Es ging dabei um
ein Fahrrad, dessen Dynamoantrieb an den Gummipneu des Vorderrades
gekoppelt ist. Ob diese Methode auch bei einem modernen Nabendynamo
durchführbar ist, weiss ich nicht.
Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient
Auf der X-Achse ist die Z-Spannung eingetragen. Es werden dabei Z-Dioden
mit Z-Spannungen im Bereich von 2.4V (BZX79-C2V4) bis 33V (BZX79-C33V)
gezeigt. Die Daten zu diesem Diagramm sind ursprünglich aus einem
Datenblatt von SGS-THOMSON abgeleitet. Hier ein
BZX79-Datenblatt
von NXP-Semiconductors. Auf der linken Y-Achse ist der differenzielle
Widerstandsbereich und auf der rechten Y-Achse ist der TK-Bereich
eingetragen.
Betrachten wir zuerst die Kurve des differenziellen Widerstandes
rDIFF. Wie bereits angedeutet, ist dieser
Widerstandswert im Bereich der Z-Spannungen von 6 bis 9 Volt am
niedrigsten. Dies bedeutet, dass Z-Dioden des Typs 6V4, 7V5 und 8V2
sich besonders dann eignen, wenn es auf eine stabile Spannung ankommt,
die möglichst wenig von Z-Stromänderungen, bzw. von Spannungsänderungen
vor dem Vorwiderstand beeinflusst werden soll.
Betrachten wir jedoch auch die Kurve des TK, dann stellt man sogleich
fest, dass es, wie im praktischen Alltag, auch hier nicht möglich ist,
den Batzen und das Brötchen zu bekommen. Den geringsten TK-Wert ist mit
etwa 5.2 V nämlich dort, wo der differenzielle Widerstand etwa vier mal
grösser ist als sein minimalster Wert. Das Optimum für beide Werte liegt
bei etwa 5.6 V, also für eine Z-Diode des Typs BZX79-C5V6.
Die Serieschaltung von Z-Dioden
Um höhere Z-Spannungen zu erzeugen, kann man eine Z-Diode mit einer
hohen Z-Spannung benutzen oder man schaltet mehrere Z-Dioden mit
niedrigeren Z-Spannungen in Serie. Diese zweite Methode ist teurer,
jedoch bringt sie besonders betreffs TK klare Vorteile. Wie wir im
Beispiel des folgenden Abschnittes sehen, kann die Serieschaltung auch
für den differenziellen Widerstand vorteilhaft sein.
Eine 33V-Z-Diode hat einen differenziellen Widerstand von 35 Ohm und
einen TK von +30 mV/K. Verwendet man anstelle dieser Z-Diode vier in
Serie geschaltete 8V2-Z-Dioden beträgt der differenzielle Widerstand 24
Ohm und der TK +18 mV/K.
Bevorzugt man einen möglichst niedrigen TK, kann man drei 3V9-Z-Dioden
und drei 6V4-Z-Dioden in Serie schalten. Der resultierende TK ist
praktisch 0 mV/K, abgesehen von Exemplarstreuungswerten. Der
differenzielle Widerstand beträgt dann allerdings rund 130 Ohm. Die
Z-Spannung beträgt etwa 31 V, wobei diese Z-Spannung empfindlich auf
Z-Strom-Unterschiede ist, bei diesem doch recht hohen differenziellen
Widerstand.
Fazit: Da der TK auch negative Werte haben kann, ist es leicht möglich,
durch geschickte Auswahl, den resultierenden Wert fast auf Null zu
kompensieren. Betreffs resultierendem differenziellen Widerstand hat man
eher Nachteile in Kauf zu nehmen.
Präzisions-Z-Dioden
Es gibt Temperaturdrift kompensierte Zener-Referenzen. Diese Referenzelemente haben um einen zehn- bis hundertfachen niedrigeren differenziellen Widerstand als herkömmliche passive Z-Dioden. Diese Referenzelemente können wie herkömmliche Z-Dioden beschaltet werden. Nehmen wir z.B. den LM329 mit seinen Spitzendaten:
Betriebsstrombereich: 0.6 mA bis 15 mA Referenzspannung: 6.9 V (typisch) Differentieller Widerstand: 0.6 Ohm (typisch) Langzeitstabilität (1000 Std): 20 ppm (typisch) Temperatur-Koeffizient (TK): 6 ppm/K = 0.04 mV/K (typisch)
Es gibt noch weitere hochpräzise Zener-Referenzelemente. Solche welche
zwar nach dem Zenereffekt arbeiten, jedoch nicht als Z-Dioden in der
Anwendung konzipiert sind. Sie haben drei Anschlüsse. Zwei dienen der
Speisung ohne Vorwiderstand und der dritte ist die
Rereferenzausgangsspannung. Diese Spannung ist hochpräzise z.B. auf
10.000 Volt lasergetrimmt. Solche Referenzelemente braucht man z.B. als
Spannungsreferenz für eine sehr genaue Digitalisierung elektrischer
Spannungswerte von irgendwelchen physikalischen Sensoren. Als Vertreter
solcher Hochpräzisionsspannungsreferenzen wäre der
LM169 zu nennen.
Auch dieser arbeitet nach dem Prinzip der TK-kompensierten
Zenerspannung.
ACHTUNG: 10.000 bedeutet Präzision bis zur dritten Dezimalstelle und
nicht 10-Tausend. Im Falle von 10-Tausend würde man 10'000 lesen. Mehr
dazu liest man in der Indexseite im Kapitel
Diverse technische Infos
im Abschnitt "Dezimalstellen - Punkt statt Komma".
Was bedeutet der differenzielle Widerstand?
Bild 5 zeigt eine Ersatzschaltung. Rz ist Teil der realen Z-Diode, welche punktiert umrahmt ist. Die reale Z-Diode besteht aus Rz und Uz. Ohne Rz wäre die Z-Spannung am Ausgang Ua, unabhängig von einer Änderung des Z-Stromes, absolut konstant. Ändert sich jedoch der Strom in einer realen Z-Diode, so ändert sich auch die Spannung über Rz. Je grösser Rz ist, um so grösser ist auch die von der Z-Stromänderung abhängige reale Z-Spannungsänderung an Ua. Oder: Je niedriger das Verhältnis von Rv/Rz ist, um so grösser ist die von der Eingangspannungsänderung abhängige Z-Spannungsänderung an Ua.
Die Bandgap-Spannungsreferenz
Für niedrige Referenzspannungen bietet sich ein anderes Prinzip an, das so genannte Bandgap-Prinzip, dass hier kurz beschrieben wird.
Bild 6 zeigt die vereinfachte Version einer Bandgap-Referenz,
dimensioniert auf eine Spannung von 1.2 VDC. T1 arbeitet mit einem
relativ hohen Kollektorstrom
IC1. Der T2-Kollektorstrom
IC2 ist etwa zehn mal niedriger als
IC1. Die Differenz der beiden
Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 liegt über R3
dUBE. Wenn T1 und T2 hohe Stromverstärkungen
besitzen, sind deren Emitterströme gleich gross wie deren
Kollektorströme, da die Basisströme vernachlässigbar niedrig sind.
Dadurch wird die Spannung über R2 proportional zur Spannung über R3
verstärkt. Es gilt:
UR2 = IC2*R2 =
IE2*R2 = dUBE*R2/R3
T3 arbeitet als Verstärkerstufe und reguliert die Ausgangsspannung
zwischen Kollektor und Emitter auf einen Wert, der sich aus seiner
Basis-Emitter-Schwellenspannung und der Spannung über R2 addiert. Die
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 hat einen negativen TK, während
der Spannungsabfall über R2 einen positiven TK hat. Die Spannung über
dem Referenzelement ist TK-kompensiert, wenn die Summe der beiden
Spannungen gleich gross ist wie die so genannte
Energie-Bandgap-Spannung.
Dies ist ein leicht modifizierter kleiner übersetzter Ausschnitt
aus der
Application-Note AN-56,
ursprünglich von National-Semiconductor. Für weitergehendes Studium der
Bandgaptechnik empfehle ich AN-56 und andere geeignete Literatur. Auch
im Elektronikstandardwerk Halbleiter-Schaltungstechnik von
U.Tietze und Ch.Schenk findet man einiges zu diesem Thema.
Bild 6 unterscheidet sich von Bild 1 in AN-56, dass mit Rv ein
Vorwiderstand (Seriewiderstand) anstelle einer Konstantstromquelle zur
Anwendung kommt. Es mag Anwendungen geben, bei denen eine
Konstantstromquelle nötig ist. Üblich ist ein Widerstand, weil die
hochstabile Referenzspannung über einen grossen Strombereich sehr
stabil ist. Anstelle der hier beschriebenen Referenzspannung von 1.2
VDC, kommen in meinen Elektronik-Minikursen in der Regel
Referenzspannungen von 2.5 VDC zum Einsatz. Es ist dies der
LM385-2.5
ursprünglich von National-Semiconductor, und damit kommen wir zur ersten
praktischen Anwendung mit dem LM385-2.5:
- Einfaches Netzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe: Hier dient in Bild 1 die Bandgap-Referenz LM385-2.5 mit einer Spannung von 2.5 VDC als Referenzspannung für ein steuerbares Netzgerät zwischen 0 bis 20 VDC mit einem Maximalstrom von 3 A.
LM385 geeignet auch als Betriebsspannung bei kleinen Strömen
Es empfiehlt sich beim Weiterlesen, die folgenden drei Datenblätter im
Web-Browser präsent zu haben. Es gibt drei Typen des LM385. Den
LM385-1,2
mit einer festen Referenzspannung von 1.2 VDC, den
LM385-2.5
mit 2.5 VDC und den universellen
LM385
mit einem frei dimensionierbaren Spannungsbereich zwischen 1.24 und 5.30
VDC. Die Spannung innerhalb dieses Bereiches realisiert man mit einem
einfachen Widerstandsnetzwerk. Selbstverständlich kommen dabei nur
Metallfilmwiderstände zum Einsatz, damit die Temperaturstabilität der
hochwertigen Bandgap-Referenz nicht unnötig verschlechtert wird. Man
beachte im Datenblatt des universellen LM385 das reichhaltige
Anwendungssangebot auf den Seiten 4 bis 7. Die Variationsvielfalt ist
beeindruckend und interessant. Diese Schaltungen laden zum
Experimentieren ein!
Für niedrige bis höhere stabilisierte Betriebsspannungen mit niedrigen
Leistungen (Ströme im 10mA-Bereich) eignen sich hervorragend die kleinen
Brüder der beiden Spannungsregler-ICs LM317 und LM337. Der
LM317L
für die positive und der
LM337L
für die negative Betriebsspannung für einen Bereich zwischen 1.25 VDC
(Referenzspannung) und theoretisch maximal 37 VDC. Obwohl der LM317(L)
und der LM337(L)
BG-Referenzquellen
enthalten, haben die Ausgänge, wegen der zusätzlich notwendigen
IC-internen Beschaltung, nicht die selbe Präzision. Trotzdem gibt es
Anwendungen bei denen die Qualität der Ausgangsspannung von LM317(L) und
LM337(L) als Spannungsreferenz genügt.
Wenn man sich für diese Spannungsregler interessiert, empfehle ich die
folgenden Elektronik-Minikurse mit leicht verständlichen theoretischen
Grundlagen und dazu passenden Anwendungen:
- Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler und zusätzlich eine einfache Akku-Ladeschaltung mit LM317LZ
- LM317 runter bis Null Volt und frei definierbare Strombegrenzung
- Das 78xx-, LM317- und Lowdropout-Schaltungsprinzip!
Teilbild 7.1 zeigt die Grundschaltung für den LM317(L). Ob LM317 oder
LM317L, beide Spannungsregler benötigen einen minimalen Lasstrom von 3.5
mA. Empfehlenswert sind 5 mA und dies ist bereits gegeben durch R1 = 240
Ohm. Die IC-interne BG-Referenz hat eine Spannung von typisch 1.25 VDC.
Dies gibt mit R1 ein Strom von 5.2 mA. Wählt man ein Widerstand aus der
5%-Reihe, kann man auch 220 Ohm (5.7 mA) oder 270 Ohm (4.6 mA)
einsetzen. So genau muss es nicht sein. Wenn dieser minimale Strom durch
die Last RL nicht unterschritten wird, könnte man
R1 und damit logischerweise auch R2 hochohmiger wählen. Aber nicht
übertreiben, weil es würde sonst die Stabiliät der Spannung
verschlechtern, weil der Strom vom Anschluss des ADJUST maximal 0.1 mA
(worstcase) beträgt. Der Strom durch das spannungsgebende Netzwerk aus
R1 und R2 sollte von diesem ADJUST-Biasstrom möglichst wenig beeinflusst
werden.
Man beachte im Datenblatt des
LM317L,
dass der Wert des ADJUST-Biasstromes (Adjustment Pin Current) in
Electrical-Characteristics auf Seite 2 mit 50 µA (typisch)
und 100 µA (maximum) angegeben ist. Dazu kommen die thermisch bedingten
Spannungswerte im Diagramm
Adjustment Current
auf Seite 3. Da zeigt es sich, wie dieser Bias-Strom relativ stark
temperaturabhängig ist, obwohl LM317(L) und LM337(L) eine
Bandgap-Referenz
enthalten. Das zeigt geich auch die Grenzen der Anwendung: LM317(L) und
LM337(L) eignen sich als Referenzspannungsquelle nur bedingt, sind
jedoch im Einsatz als Spannungsregler für positive und negative
Betriebsspannung meist sehr gut geeignet. Siehe auch
LM317/LM337-Wiki.
Anstelle einer Längsregelung ist es aber ebenso möglich eine Z-Diode als
Parallel-Shuntregler einzusetzen, wenn nur wenig Leistung bei kleinem
Strom im Spiel ist und dessen Stabilitätseigenschaft genügt. Nachteilig
ist jedoch, dass der Strom durch die Z-Diode nicht all zu niederig sein
darf, wenn sie die bestmögliche Stabilitätseigenschaft bieten soll. Der
Strom muss so gross sein, dass die Z-Spannung im Sättigungs- und nicht
im Knickbereich von Strom und Spannung liegt. Meist sind dazu ebenfalls
einige mA notwendig und das kann ebenso leicht dazu führen, dass der
Strom durch die Z-Diode grösser ist, als die des Verbrauchers
RL, wie dies Teilbild 7.2 zeigt. Dazu kommt, dass
die Toleranz der Zenerspannung oft zu gross ist für anspruchsvollere
Anwendungen. Eine kleine Z-Diodenspeisung eignet sich dann, wenn die
Ansprüche gering sind und eine solche Teilschaltung bereits von einer
stabilisierten höheren Betriebsspannung für die umfassendere grössere
Schaltung gespeist wird. Eher gar nicht geeignet ist die
Batteriespeisung wegen dem grossen Spannungsunterschied zwischen dem
geladenen und entladenen Zustand der Batterie. Die Stabilitätskriterien
von Z-Dioden sind ausführlich im Kapitel "Der differenzielle
Widerstand und der Temperaturkoeffizient", weiter oben, mit den
Bildern 4 und 5 beschrieben.
Abhilfe schafft hier eine Bandgap-Referenz mit einem grossen
Strombereich und gleichbleibender stabiler Referenzspannung, wenn man
von wenigen Millivolt grosszügig absieht. Beim LM385-2.5 ist das ein
Bereich von 20 µA bis 20 mA bei einer maximalen Spannungsänderung von
maximal 20 mV. Das sind 0.8% in Bezug auf die Referenzspannung von 2.5
VDC. Bei einer Stromänderung zwischen 20 µA und 1 mA sind es maximal nur
2 mV, entsprechend 0.08%.
Man darf sich allerdings nicht nur auf die Tabelle des
Electrical-Characteristics verlassen. Man betrachte im
Datenblatt des LM385 auch das Diagramm
Minimum-Operating-Current,
mit der selbst definierbaren Referenzspannung, dass der minimale Strom
bis auf 60 µA ansteigt, wenn die Referenzspannung 5 VDC beträgt. Bei der
Dimensionierung der Schaltung gemäss Teilbild 7.3 sollte man daher
typisch einen LM385-Strom von 0.1 mA vorsehen. Der Widerstand R1 muss so
dimensioniert sein, dass bei minimaler Spannung von +Ub und bei
maximalem Laststrom durch RL, ein Strom von 0.1 mA
durch den LM385 sicher gestellt ist.
Es ist also möglich eine sehr stabile Betriebsspannung für eine kleine
Schaltung mit einem Eigenstrom von nur 0.1 mA zu realisieren. Der
Eigenstrom eines LM317L beträgt im Vergleich dazu 3 mA (5 mA). Wenn die
damit gespeiste Schaltung jedoch sehr viel weniger Strom benötigt und
sie ist batterie- oder u.U. auch akkugespeist, ist es vorteilhafter,
wenn die Spannungsregelung wesentlich weniger Strom aufnimmt, als die
durch sie gespeiste Schaltung. Bild 8 zeigt zwei prinzipielle und
praktische Schaltungen mit wenig Strom- und Leistungsverbrauch, die eine
gespeist mit der variablen Bandgap-Referenz LM385 und die andere mit
zwei fixen Bandgap-Referenzen LM385-2.5 als symmetrische Spannungsquelle
von ±2.5 VDC.
Teilbild 8.1 zeigt eine kleine akkubetriebene Schaltung für sehr kleine
Leistung. Es geht in diesem Beispiel darum eine kleine HCMOS-Schaltung
mit wenig Stromverbrauch zu betreiben. Mit relativ niedriger
Taktfrequenz bei nicht zu vielen digitalen Komponenten ist ein
Betriebsstrom von nur 1 mA durchaus möglich. Es darf aber auch mehr
sein. Wir werden aber noch sehen, wo die vernünftigen Grenzen liegen.
Ein Nickel-Metall-Hydrid-Akku (NiMH-Akku), bestehend aus 4 Zellen,
liefert eine Spannung von knapp 5 VDC. Dieses
Diagramm
zeigt die typische Entladekurve einer LSD-NiMH-Akkuzelle. Hier die
vollständige ELKO-Seite
Nickel-Metallhydrid-Akku (NiMH).
LSD erinnert hier nicht an die 1968er-Bewegung zurück. Es bedeutet
schlicht und einfach "Low Self Discharge".
Eine HCMOS-Schaltung darf man zwischen 2 VDC und 6 VDC betreiben, wie
dieses
74HC00-Datenblatt
illustriert.
Sehr viele HCMOS-Anwendungen arbeiten mit kleinen Einbussen der
maximalen Taktfrequenz und den minimalen Verzögerungszeiten, mit 4 VDC
genau so zuverlässig, wie mit üblicherweise 5 VDC. Es kommt noch ganz
darauf an, was der Ausgang steuert. Vielleicht ist eine einfache
Pegelanpassung nötig. Dazu reicht u.U. ein Pullup-Widerstand Rp, der die
Bandgap-Referenz nicht belastet, wenn Rp direkt vom Akku gespeist wird.
Der Zweck einer akkugepufferten Teilschaltung besteht darin, wenn eine
gewisse Funktion, auch bei Ausfall des 230VAC-Netzes, unbedingt
garantiert sein muss. Das einfachste und allgemein bekannte Beispiel ist
der Taktgenerator eines Weckradios, damit die Uhr keine oder nur eine
geringe Fehlzeit anzeigt, wenn das Radio wieder am 230VAC-Netz ist.
Teilbild 8.2 ist Teil eines Stromsensorprojektes. Die gesamte Schaltung
mit dem
Hallsensor A132x
wird mit einer symmetrischen konstanten Spannung von ±5 VDC betrieben.
Der Hallsensor A132x sollte ebenso symmetrisch betrieben werden, jedoch
beträgt seine maximal zulässige Betriebsspannung nur 8 VDC. Seine
Normbetriebsspannung beträgt 5 VDC oder symmetrisch betrieben ±2.5 VDC.
Um diese Spannung aus ±5 VDC zu erzeugen, gäbe es die Möglichkeit ein
LM317L und ein LM337L (L = Lowpower) einzusetzen. Wenn man jedoch genau
±2.5 VDC benötigt, geht das mit weniger Bauteilaufwand ebenso mit zwei
Bandgap-Referenzen des Typs LM385-2.5. Es muss ganz einfach die
Bedingung erfüllt sein, dass der Strom in dem Bereich liegt, in
der die IC-interne Schaltung sicher arbeitet und nicht überlastet wird.
Und das ist ein Bereich von 20 µA bis 20 mA.
Der Hallsensor A132x arbeitet typisch mit 6.9 mA, maximal mit 9 mA ohne
ausgangsseitige Belastung. Es empfiehlt sich diese so niedrig wie
möglich zu halten. Das ist einfach möglich, wenn man zumindest eine
Opampschaltung nachschaltet, dessen Eingang genügend hochohmig ist. So
fällt die Ausgangslast nicht ins Gewicht. Der Laststrom darf eh nur sehr
klein sein, wie man im Datenblatt nachlesen kann. Für die
Dimensionierung soll ein maximaler Strom von ±10 mA für den A132x und
für die Bandgap-Referenzen ±5 mA gelten. Damit hat man eine genügend
hohe Reserve bei eventuellen kleinen Stromerhöhungen im Bereich der
±2.5VDC-Speisung. In R1 und R2 soll also je ein Strom von etwa 15 mA
fliessen. Über R1 und R2 liegen je eine konstante Spannung von 2.5 VDC,
weil ±Ub stammt von stabilen Spannungen mittels z.B. 7805- und
7905-Spannungsreglern. Dies ergibt R1 = R2 = 167 Ohm. Aufgerundet auf
180 Ohm (5%-Reihe), reduziert sich der Strom von 15 mA auf knapp 14 mA.
Im Falle eines Betriebsunterbruches des A132x, fliessen die vollen 14 mA
durch die beiden Bandgap-Referenzen und das ist problemlos. Die
Verlustleistung der einzelnen Bandgap-Referenz beträgt in diesem Fall
nur 35 mW. Selbst beim maximal zulässigen Strom von 20 mA oder etwas
mehr, ist bei einer Verlustleistung von je 50 mW noch keine thermische
bedingte Konsequenz zu erwarten.
Konstantstromquelle mit Bandgap-Referenz und zwei Transistoren
Teilbild 9.1 zeigt eine Experimentierschaltung im
Elektronik-Minikurs
(2).
Diese Schaltung eignet sich speziell um den Zusammenhang zu verstehen
von der konstanten Bandgap-Referenzspannung, der (fast) gleich grossen
Spannung zwischen +Ub und dem invertierenden Eingang des Opamp OA und
dem resultierenden Emitter- und Kollektorstrom. "fast" in Klammer deutet
darauf hin, dass ein kleiner Spannungsunterschied gegeben ist durch die
DC-Offsetspannung. Diese macht sich im mV-Bereich bemerkbar zwischen den
beiden Opamp-Eingängen. Wenn es denn so wenig ist, darf man nicht
vergessen, dass die Bandgap-Referenz
LM385Z-2.5
mit 2.5 VDC eine Toleranz von ±30 mV haben kann. Deshalb kann es nötig
sein die Stromquelle mit einem Trimmpot P1 zu kalibrieren.
Die Spannungsmessung am Widerstand R3, zeigt wie gross der Basisstrom
des Transistors T ist. In Zusammenhang mit dem Kollektorstrom zeigt sich
die Stromverstärkung von T. Die Stabilität des Konstantstromes erhöht
man, wenn man für T eine Darlington-Schaltung einsetzt, weil der
Basisstrom dann so klein ist, dass es praktisch keinen nennenswerten
Unterschied mehr gibt zwischen Emitter- und Kollektorstrom. Dies kommt
in Teilbild 9.3 zum Ausdruck. Eine sehr stabile Konstantstromquelle die
ohne Opamp auskommt.
Teilbild 9.2 zeigt eine Methode, wie man mit einer stabilen
Referenzspannung und mit einem Dual-Opamp eine Konstantstromquelle
realisieren kann. Da der maximale Strom am Ausgang meist nur niedrige
Werte im mA-Bereich zulässt, sind die Anwendungsmöglichkeiten dieser
Schaltung begrenzt. Mehr dazu liest man im Kapitel
"Konstantstromquelle mit Bandgap-Referenz und Opamp" im
Elektronik-Minikurs
(3).
Teilbild 9.3 zeigt die Application-Note
Current-Source
aus dem
LM385-Datenblatt.
Diese Schaltung habe ich mit einem Testboard aufgebaut und ein wenig
untersucht. "Ein wenig" bedeutet, mit den Mitteln die ich besitze. Das
wäre z.B. eine Dose Kältespray und kein Klimaschrank. Der thermische
Test bestand ganz einfach darin, dass ich mit dem Kältespray
nacheinander deutlich verzögert T1, T2 und BR angespritzt habe.
Die Konstantstromquelle habe ich an R1 mittels einer
Widerstandsdekade
exakt auf 1 mA eingestellt.
Gemäss Angaben auf der Kälte-Spraydose ist eine Kühlung bis auf -50 ºC
möglich. Wobei ich denke, dass dieser Wert sehr theoretischer Natur ist.
Das massive Anspritzen von T1 und T2 blieb wirkungslos, wie es auch zu
erwarten ist, weil die dadurch erzeugte Änderung der beiden
Basis-Emitter-Schwellenspannungen von -2mv/K innerhalb der
Feedbackschlaufe agiert und deshalb kompensiert wird. Das Ansprtzen
von BR zeigt eine schwache Wirkung mit einer Änderung zwischen -1 bis -2
µA an Ia. Das dürfte so etwa im Bereich des "Average Temperature
Coefficient" gemäss "Electrical Characteristics"
im LM385-Datenblatt liegen, wobei dort mit einem Konstantstrom von 100
µA und nicht mit 1 mA gemessen wurde. Es ist dem Leser natürlich
freigestellt die Messung mit andern Stromwerten zu wiederholen.
Mit R1 = 1k24 als 1%-igen Fixwert hat man eine sehr gute Annäherung an
einen Konstantstrom von exakt 1mA, das ebenso für sehr viele Anwendungen
ausreichend ist. Noch präziser ist es möglich mit R1 = 1k21 oder 1k18
und einem in Serie geschalteten 10- oder 20-Gang-CERMET-Trimmpot P1 mit
100 Ohm. Damit hätte man eigentlich einen genügend grossen
Kalibrierbereich und die Einstellung ist leicht. Sollte es trotzdem
nicht genügen (LM385-Exemplastreuung), muss man R1 reduzieren und für P1
den nächst grösseren Wert wählen. Die selben Überlegungen gelten auch
für andere Konstantstrom-Bereiche.
Die Tabelle unterhalb der Schaltung zeigt den R1-Wert (Test mit einer
Widerstandsdekade) und dem resultierenden Konstantstrom. Bei 10 µA
zeigte sich eine gewisse Reduktion auf 9.7 µA, gemessen mit fünf
LM385-Exemplaren. Da wäre eine leichte Korrektur von R1 u.U. zwingend.
Dies wäre auch leicht möglich mit einem zu R1 parallel geschalteten
deutlich höherem Widerstand der 1%-Klasse. Die oben vorgeschlagene
Methode mit Trimmpot P1 wäre dann das Richtige, wenn man flexibel
bleiben will und jederzeit nachkalibrieren kann.
Es stellt sich noch die Frage nach der minimalen Dropoutspannung
zwischen +Ub und dem Stromausgang Ia. Gemessen habe ich bei den drei
konstanten Stromwerten von 100 µA, 10 mA und 100mA. Die minimalen
Dropoutspannung betragen 3 VDC, 4 VDC und 5 VDC. Unterhalb dieser
Spannungen destabilisiert sich der konstante Strom an Ia signifikant.
Die maximale Dropoutspannung richtet sich nach den maximal zulässigen
Kollektor-Emitterspannungen von T1 und T2. Speziell bei T2 muss die
Verlustleistung (evt. Kühlkörper) mit berücksichtigt werden.
An Stelle des PNP-Transistors T1 mit 2N3964 in der LM385-Applicationnote
Current-Source
kommt der
BC560
(praktisch identisch mit dem BC557) zum Einsatz. Der
2N2905
für T2 ist bei höherer Leistung empfehlenswert, gegeben durch den
Konstantstrom multipliziert mit der T2-Kollektor-Emitter-Spannung (Uce).
Wenn nötig, kann man dem 2N2905 ein Kühlstern draufklemmen. Das wär eine
Möglichkeitn gäbe es den 2N2905 noch. Dem ist nicht so, er ist obsolet.
Alternativ eignet sich der BD140 oder der grössere "Bruder" BD240. Mit
genügender Kühlung ist es leicht möglich einen konstanten Strom bis
maximal etwa 1 A zu erzeugen.
BD140
und
BD240
haben bei Ic = 1A eine Stromverstärkung von etwa 50. Beim Kauf des
BD140 lohnt es sich auf die Version BD140-16 zu setzen (siehe im
Datenblatt "h_FE-Classificntion ").
Bei niedriger Verlustleistung kann man für T2 und T1 den BC560 oder
BC557 einsetzen. Wenn man mit einem Konstantstrom zwischen 0.1 bis
maximal 50 mA (Uce max. -10 V) arbeitet, hat dies den Vorteil, dass die
Produkt-Stromverstärkung von T1 und T2 mit einem Wert von mindestens
10'000 arbeitet. Jedoch empfiehlt sich den C-Typen, also BC560C oder
BC557C einzusetzen, weil es verbessert die Stromverstärkung bei T1, weil
dieser eh einen niedrigen Kollektorstrom aufweist. Beim Einkauf daher am
besten nur den BC557C setzen. Nachteilig beim (veralteten) 2N2905 ist,
dass die Stromverstärkung bei niedrigem Kollektorstrom relativ niedrige
Werte hat, ausser man hat in seinem persönlichen Lager noch von den
A-Typen 2N2905A.
Warum in der LM385-Applicationnote
Current-Source
für R2 120 k-Ohm eingesetzt wird, ist unverständlich. Dieser Wert ist
überhaupt nicht kritisch. 100 k-Ohm tun es ebenso. Ein Test zeigt, dass
die Schaltung mit R2 = 220 k-Ohm, Ia = 100 mA (R1 = 12.4 Ohm) und +Ub =
5 VDC gerade noch korrekt arbeitet. Deshalb, ob R2 = 100 oder 120 k-Ohm,
spielt überhaupt keine Rolle.
Wie hoch ist die Spannung zwischen +Ub und der Basis von T1? Das ist,
wenn es auch nicht so aussieht, ganz einfach. Sie addiert sich aus der
Referenzspannung von 1.24 VDC über R1 und den beiden
Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 zu einem Wert von etwa
2.5 VDC. Der T1-Basisstrom ergibt sich aus dem T2 Kollektorstrom
(Konstantstrom Ia) dividiert durch die Produkt-Stromverstärkung von T1
und T2 mit einem Wert von mindestens 10'000, wenn T1 und T2 aus BC560C
(BC557C) bestehen. Bei einem Konstantstrom von 20 mA als Beispiel, wäre
dies ein T1-Basisstrom von etwa 2 µA.
Man sieht in der Schaltung von Teilbild 9.3 keine Kondensatoren um die
Stabilität zu garantieren. Das Ausschliessen von unerwünschter
Oszillation. Ich versuchte provokativ die Schaltung zum wilden
Oszillieren anzuregen. Keine Chance! Ein Blick in die
LM385-Schaltung,
und man sieht sogleich wie innerhalb der beiden roten Ellypsen mittels
C1 mit Q3 und C2 mit Q7 eine offenbar sehr wirksame
Frequenzgang-Kompensation erzeugt wird. C1 und C2 wirken wahrschnlich als
grössere Kapazitäten, weil, ich habe den Eindruck, dass da der
Millereffekt
eine gewisse Rolle spielt. Siehe ganz rechts die grundlegende Schaltung
mit dem Titel "Emitterschaltung mit Millerkapazität".
XFET die Hochpräzisions-Alternative zu Bandgap
Ergänzend zu integrierten Schaltungen, welche nach den Bandgap-Prinzip
arbeiten, wird zum Schluss das XFET-Prinzip kurz vorgestellt. Bild 10
zeigt die stark vereinfachten Prinzipschaltungen des Bandgap (Teilbild
10.1) und des XFET (Teilbild 10.2). Der XFET ist deutlich präziser. Er
eignet z.B. für den Einsatz mit hochauflösenden AD-Wandlern. Eine kurze
Einführung u.a. auch zum Thema Bandgap- und XFET-Referenz liest man hier
im
Wikipedia
im Kapitel "Präzisionsreferenzspannungsquellen".
Dass der XFET mit "geringerem" Preis dargestellt wird, stimmt allerdings
nicht im Vergleich zu Bandgap. Ein Vergleich zwischen ADR421, ADR431 und
ADR441 (XFETs) mit LM385, LM385-1.2 und LM385-2.5 (Bandgap) zeigt, dass
der XFET bis 10 mal teurer ist als diese Bandgap-Referenz. Zusätzlich
glänzt der XFET eher mit Wartezeiten als der LM385. Verglichen bei zwei
Distributoren im Dezember 2018. Hier eine Einführung zu
XFET-Referenzen
von Analog-Dialogue.
Es kommt sehr drauf an wozu man eine Referenzspannung einsetzt. Es gibt
genug Beispiele. Alleine schon in den folgenden Elektronik-Minikursen,
im letzten Kapitel angedeutet, mit dem Bandgap-Prinzip (LM385).
Speziell, bezüglich Referenz-Präzision bei zusätzlichem Tiefpassfilter
zur Rauschreduktion, empfiehlt sich ein Beitrag vom
"POLYSCOPE: Schweizer Fachmagazin für Industrieelektronik und
Automation" mit dem Titel
Exakte Digitalisierung.
Die Bilder sind in der pdf-Version von schlechter Qualität. Ich habe
diese Bilder in der Linkversion vergrössert. Sie stehen als Bildschirmkopien in
deutlich besserer Qualität zur Verfügung. Es empfiehlt sich beim Lesen
von "Exakte Digitalisierung", diese Bilder zu beachten:
Bild 1,
Bild 2,
Bild 3 und
Bild 4.
Weitere Elektronik-Minikurse mit dem LM385 (Bandgap)
- (1) Operationsverstärker II: Die Gain- und DC-Offsetabstimmung und die kapazitive Belastung (Lead-Kompensation): Einsatz bei hochpräziser DC-Offsetspannungs-Abgleich (Bild 8).
- (2) Konstantstromquelle mit Operationsverstärker und Bandgap-Spannungsreferenz, und eine LED-Testschaltung.
- (3) Die Transistor-LED-Konstantstromquelle mit ein oder zwei Transistoren und Konstantstromquelle mit Bandgap und Opamp
- (4) Vom Fensterkomparator zum Präzisions-Schmitt-Trigger: Hochpräzise Schwellenspannung bei Fensterkomparator.
- (5) Vierkanal-Übersteuerungsanzeige mit LEDs
- (6) Thyristor-Crowbar: Mit der Brechstange gegen zuviel Spannung! (Hohe Präzision durch Bandgap-Referenz.)
- (7) Die Power-Zenerdiode aus Zenerdiode und Transistor Die präzise einstellbare geregelte Power-Zenerdiode (Hohe Präzision durch Bandgap-Referenz.)
- (8) Netzteil-Testgerät I
Thomas Schaerer, 23.10.2000 ; 02.12.2002 ; 16.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 16.05.2006 ; 12.10.2007 ; 24.11.2007 ; 16.06.2011 ; 04.08.2014 ; 16.12.2018 ;